Основы теории принятая статистических решений 1051 56 страница

(10.60)

В данном случае L является радиусом корреляции. Радиус корреляции — это число перио­дов передачи информационных символов, длительностью Т секунд, на которые влияет от­дельный информационный символ. Это мера объема умышленной межсимвольной интер­ференции. При L = 1 говорят, что передача сигналов идет с полным откликом. При обсуж­дении модуляции в предыдущих главах предполагался именно такой тип передачи. При этом каждый импульс замкнут в собственных временных рамках. В то же время при L > 1 говорят, что передача сигналов производится с частичным откликом. Это означает, что ка­ждый импульс не ограничен собственным интервалом, а “размыт” на L -1 соседний ин­тервал передачи символа. Этот тип передачи применяется во многих схемах СРМ для умышленного введения управляемой межсимвольной интерференции, что приводит к уве­личению эффективности использования полосы. Одна из ранних схем СРМ, классическая манипуляция с минимальным сдвигом (minimum-shift-keying — MSK) (см. главу 9), не ис­пользует множественные интервалы передачи символа на импульс. Следовательно, класси­ческая схема MSK — это пример передачи сигналов с полным откликом. Изучая уравне­ние (10.60), можно заметить, что при q(LT)=j максимальное возможное изменение фазы

на промежутке LTравно (М- 1)nh, как можно видеть из уравнений (10.58) и (10.59).

Вектор С*, называемый корреляционным состоянием, представляет собой последова­тельность информационных символов {а_к}, начинающихся с наиболее раннего момен­та, когда возможно влияние на фазу сигнала в текущий момент времени к.

С& — (&k-L + Ь ■ • •> &к - 21 &к - l)

Слагаемое Ф* в уравнении (10.58) называется фазовым состоянием и выражается сле­дующим образом:

(10.61)

Фазовое состояние — это одна из набора дискретных фаз, которые может иметь сиг­нал при данных значениях предыдущих символов. Необходимое условие непрерывно­сти фазы заключается в следующем: фаза должна переходить в следующий символ

только с этого фазового состояния. В контексте решетчатой диаграммы Ф* можно рассматривать как исходное состояние или узел, а С* — как определение пути к од­ному из других узлов. Характеристики любой модуляции определяются q(t) в интер­вале (0 < t < LT). Схема MSK имеет следующие параметры: Л =-^, 1=1, М= 2 и q(t) = f/(27) в промежутке (0 < t < Т). Частотная характеристика, определяемая как ^ dq(t)

g(t) = —;—, имеет для схемы MSK прямоугольную форму.

dt

Гауссова манипуляция с минимальным частотным сдвигом (Gaussian MSK — GMSK) — еще один пример схемы СРМ — определяется как схема, частотная харак­теристика которой является сверткой описанного выше прямоугольника с гауссоидой.

Многие способы синхронизации, описанные в предыдущих разделах, основаны на спе­циально разработанных методах. Большинство этих методов понятно интуитивно. К сожа­лению, за исключением нескольких случаев, для схемы СРМ не существует подобных ин­туитивных подходов. Здесь большинство методов основано на принципах классической теории оценок, причем наиболее популярной была оценка по методу максимального прав­доподобия. Принципы, использованные в этих случаях, аналогичны разработанным для детектирования сигнала по методу максимального правдоподобия.

Оценка по методу максимального правдоподобия, основанная на теории Байеса [7], включает максимизацию условных вероятностей. Пусть s(t, у) представляет сигнал с набором неизвестных параметров у. Параметрами могут быть: фаза несущей, значе­ние смещения символьной синхронизации, значения переданных информационных символов или, возможно, другие параметры. Пусть

r(t) = s(t,y) + n(t)

представляет принятый сигнал, где n(t) — некоторый аддитивный шум приемника. Допустим, R(t) — это реализация процесса r(t). Тогда оценкой по методу максималь­ного правдоподобия для набора неизвестных параметров у является значение у, мак­симизирующее правдоподобие p[r(t) = /?(г)|у] по всем у. Как показывалось в главе 3, для известного сигнала реализация детектора, работающего по принципу максимального правдоподобия, — это фильтр, согласованный с этим сигналом. Для схем СРМ это решение приводит к структуре, изображенной на рис. 10.16

(Ф#с)

-о_к-о

времени (к+ 1)Г+т

При первичном детектировании сигнала частота несущей Шц, фаза несущей в и сбой символьной синхронизации х предполагаются известными. Принимающая структура — это блок согласованных фильтров, каждый из которых согласован с L- символьной реализацией сигнала, после чего следует аппаратная реализация алгорит­ма Витерби. Число фильтров равно M^L, а число узлов в вычислении метрики ветви — PM^L~', где Р — число фазовых состояний {Ф*}. Эти числа могут быть достаточно большими, что может создавать неудобства при реализации, поэтому на практике обычно используются более простые приемники [3, 4, 22]; впрочем, в качестве основы синхронизации данная структура все же является полезной.

Используя приведенное выше описание схемы СРМ, запишем импульсную харак­теристику отдельных фильтров блока.

... def Г 0<t<T

h^(l\t)=\^e usrs/ _(Ш64)

[ 0 для других?

Здесь через (I = 1, 2,..., M^L) обозначена L-символьная строка (Сд⁾,а⁽_с[⁾) = (а^₊₁,---,а^₁⁾,а[₎^,)), причем каждое выбирается из алфавита сигналов, а I обознача­ет конкретный путь (последовательность символов) во множестве M^L возможных путей. Согласно использованной ранее форме записи, получаем следующее:

о

г|, (t,с£°,а⁽₀°) = 2nh - iT). (10.65)

i=-L+I

Из рис. 10.16 видно, что выход отдельного фильтра описывается следующим выражением:

Т + (* + 1)Г

zjc\C_k,a_k,T) = jr(t)h^(l)(t-x-kT)e-^,a,^dt. (10.66)

Данный набор выходов {ZJ, оценка фазы несущей в и фазовое состояние {Ф*} ис­пользуются для вычисления метрики пути и, в конечном итоге, решения на выходе алгоритма Витерби.

10.2.3.2. Синхронизация с использованием данных

Методы синхронизации приемников СРМ можно разделить на зависящие и неза­висящие от знаний об информационных символах. Первые называются методами с использованием данных (data-aided — DA), вторые — методами без использования данных (non-data-aided — NDA). Очевидно, что подобное разделение методов можно применить ко всем модуляциям, но методы с использованием данных особенно по­лезны и популярны при схеме СРМ. Существует два пути получения знаний об ин­формационных символах: либо рассматриваемый символ является частью известного заголовка или настроечной последовательности, введенных в информационный поток, либо решения с выхода алгоритма Витерби по обратной связи возвращаются на вход процесса синхронизации. Если обратная связь по принятию решения реализуется, очевидно, решения должны быть весьма надежными; следовательно, приемник дол­жен быть весьма близок к синхронизации. _ч

Если считать, что за некоторый промежуток наблюдения Ц известен поток пере­данных символов, индекс I в уравнении (10.66) можно опустить. Если принять обыч­ные предположения — гауссов процесс шума, сигналы с равными энергиями —

функция правдоподобия Л(/?|0,х), связанная свит неизвестным сдвигом фазы и не­известным сдвигом времени, выражается следующим образом [3]:

Л(Л 10, х) = expj ^ Re \z_k (С*, а_к, х)<Г^,(в+ к-0

Здесь были опущены несущественные постоянные множители, a Re{-} обозначает дей­ствительную часть комплексного аргумента. Очевидно, что правая часть выраже­ния (10.67) достигает максимума при максимальном значении суммы. Следовательно,

если взять от суммы частные производные по 0 и х и приравнять результаты к нулю, получим следующие соотношения:

= 0 (10.68)

X Ref К (С,, a_t, x)<f ^,<ё+ф‘ '1 = 0. (10.69)

*=0

Здесь Y_k =dZ_k / Эх, a Im{ } обозначает мнимую часть комплексного аргумента. В рабо­те [3] показано, что левую часть уравнения (10.69) можно получить двумя способами: либо путем взятия производной “в лоб”, либо посредством реализации набора “дифференцирующих фильтров”. В каждом конкретном случае выбирается наиболее предпочтительный вариант.

К сожалению, уравнения (10.68) и (10.69) не имеют какого-либо интуитивного реше­ния; кроме того, не существует известных аналитических решений. Уравнения приходится

решать численно, используя некоторую итеративную процедуру для 0 и х. В той же ра­боте [3] предложена итеративная процедура, где последовательные члены каждой суммы используются для создания членов ошибки последовательных приближений.

e*₊i=eji+Y/>l/>(*-l) (10.70)

**ч1=**+Уг*г(*-1) (Ю.71)

Здесь 1_Р и 1_Т — члены старшего порядка левых частей уравнений (10.68) и (10.69), а у_Р и у_г - “коэффициенты усиления”, которые выбираются для обеспечения сходимости процесса. Очевидно, данную итеративную процедуру проще реализовать с помощью обратной связи по принятию решения, чем посредством настроечной последователь­ности фиксированного размера.

10.2.3.3. Синхронизация без использования данных

Один из первых принципов теории информации заключается в том, что иметь больше информации лучше, чем иметь меньше. В контексте текущего обсуждения это ■'означает, что знание последовательности символов позволяет лучше оценить фазу не­

сущей и символьную синхронизацию. Впрочем, возможны варианты, когда использо­вание настроечной последовательности непрактично или неудобно и процесс приня­тия решения не достаточно надежен для организации обратной связи. В этих случаях применяется процесс синхронизации без использования данных (non-data-aided — NDA). Ниже будут рассмотрены два универсальных метода и один степенной метод, который может использоваться во многих случаях.

Первый метод — это прямое развитие метода, описанного в предыдущем разделе. Оче­видно, если последовательность символов (Q, а*) неизвестна, новую функцию правдопо­добия, подобную приведенной в уравнении (10.67), можно записать следующим образом:

(10.72)

Поскольку функция правдоподобия пропорциональна условной вероятности, к выра­жению функции правдоподобия, зависящей от т и 0, можно применить цепное пра­вило условных вероятностей, которое утверждает следующее [7]:

p(r(t) = R(t)\y) = JW) = /?(r)|Y,p]p(p)rfp. (10.73)

по всем Р

Из этого вытекает, что искомая функция правдоподобия имеет следующий вид:

A'(tf|0,T) = —L У Л(Я|С*,а*,е,т). (10.74)

Л/

по всем (С*,а*)

Здесь было сделано предположение о равновероятности всех последовательностей символов. Функцию правдоподобия в правой части уравнения (10.74) теперь можно продифференцировать, в результате чего получим два уравнения, аналогичные (10.68) и (10.69). Очевидно, данный результат вычислить значительно сложнее, чем получен­ный в уравнениях (10.68) и (10.69). В работе [3] рассмотрены некоторые аппроксима­ции, которые дают несколько более простую оценку т.

Второй метод основан на использовании (близкой к оптимальной) структуры прием­ника с фильтрами Лорана [23, 24]. В данной ситуации сигнал СРМ аппроксимируется на­бором налагающихся сигналов с импульсно-кодовой модуляцией (pulse code modulation РСМ), При рассмотрении первого члена этого ряда получим следующее выражение:

■■^a_0:ih₀(t-iT). (10.75)

Здесь v|/(t, а) определено в уравнении (10.58), а коэффициенты а₀, являются псевдо­символами. Псевдосимволы, значения которых зависят от предыдущего и последую­щего информационных символов, определяются следующим образом:

Здесь коэффициент модуляции h может иметь любое неотрицательное значение. Для важного частного случая модуляции MSK, где Л = у, выражение (10.75) точно совпа­дает с функцией фильтра, имеющей следующий вид:

Для других модуляций аппроксимация может быть более или менее точной, и h₀(t) бу­дет иметь иной вид [23]. В любом случае, не учитывая пока процесс шума, можно за­писать нормированный сигнал в следующем виде:

(10.78)

Из данного выражения очевидно, что стандартные методы фазовой и символьной синхронизации, разработанные в предыдущих разделах для линейных модуляций, могут применяться и к данной аппроксимации. В работе [3] подчеркивалось, что при использовании этого подхода следует быть очень внимательным, поскольку фильтр, в действительности согласованный с h₀(t), может давать импульс очень плохой формы. Подробно этот вопрос рассмотрен в работе [25].

И последнее, в частных случаях, когда коэффициент модуляции является рацио­нальным, h = k_l/k₂, где (&_ь к₂) — целые, может применяться степенной метод [22]. В этом случае уравнение (10.57) можно переписать следующим образом:

G)_of + 0 + 27t— У'а,д(г-|Т)

i=k-L+I

Здесь для простоты, Ф* из уравнения (10.58) было включено в 0. Возведение s(t) в сте­пень к₂ дает следующее:

I = к -L+1

Член city + 0 в правой части, очевидно, является высокочастотным и будет отфильтрован. Крайний правый член — это к_гя степень информационной части сигнала. Из уравне­ний (10.57)—(10.60) видно, что данный последний член повторяется с периодом, не пре­вышающим LT. В зависимости от точной природы фазовой характеристики q(t), могут создаваться компоненты ряда Фурье, кратные 2nkJ{LT) радиан. По крайнем мере, теоре­тически эти компоненты можно отделить и отследить. Даже если спектральные линии недоступны, но можно отделить спектр, кратный истинному спектру сигнала, то для оценки частоты, кратной скорости передачи символов, могут применяться методы фильтрации краев полосы пропускания (описанные в разделе 10.2.1.9). Фазовый член 0&₂ также можно отделить. При использовании данной процедуры возникает несколько практических проблем. Период передачи символов будет иметь (k_{/L)-альтернативную неопределенность, а оценка фазы — ^-альтернативную неопределенность, которые

нужно как-то разрешить. В зависимости от природы q(t), Фурье-компоненты могут быть достаточно слабыми и могут быть расположены близко друг к другу, что затрудняет их обособление. И последнее, как и для всех степенных методов, шум приемника растет непропорционально, возможно, снижая эффективное отношение сигнал/шум детектора до непригодного для использования уровня. Этот метод не имеет такого преимущества, как возможность использования какого-либо интуитивного решения. Он предлагает прямое соединение с методами спектральных линий, рассмотренными ранее. В данных методах для восстановления чистой спектральной линии на интересующей частоте или на известной частоте, кратной несущей, применяются нелинейности — обычно степен­ные устройства. Тот же подход использован и здесь. Предполагаемая рациональная при­рода коэффициента модуляции h используется для создания спектральных линий на частотах, кратных скорости передачи символов и несущей частоте. Данные линии могут применяться для получения и поддержания символьной синхронизации, а также для со­провождения частоты и фазы несущей.

10.2.4. Кадровая синхронизация

Практически все потоки цифровых данных имеют некоторую кадровую структуру. Другими словами, поток данных разбит на равные группы бит. Если поток данных — это оцифрованный телесигнал, каждый пиксель в нем представляется словом из не­скольких бит, которые группируются в горизонтальные растровые развертки, а затем в вертикальные растровые развертки. Компьютерные данные обычно разбиваются на слова, состоящие из некоторого числа 8-битовых байт, которые, в свою очередь, груп­пируются в образы перфокарт, пакеты, кадры или файлы. Любая система, исполь­зующая кодирование с защитой от блочных ошибок, в качестве основы кадра должна брать длину кодового слова. Оцифрованная речь обычно передается пакетами или кадрами, неотличимыми от других цифровых данных.

Чтобы входной поток данных имел смысл для приемника, приемник должен син­хронизироваться с кадровой структурой потока данных. Кадровая синхронизация обычно выполняется с помощью некоторой специальной процедуры передатчика. Данная процедура может быть как простой, так и довольно сложной, в зависимости от среды, в которой должна функционировать система.

Вероятно, простейшим методом, используемым для облегчения кадровой синхро­низации, является введение маркера (рис. 10.17). Маркер кадра — это отдельный бит или краткая последовательность бит, периодически вводимая передатчиком в поток данных. Приемник должен знать эту последовательность и период ее введения. При­емник, достигший синхронизации данных, сопоставляет (проверяет корреляцию) эту известную последовательность с потоком поступающих данных в течение известного периода введения. Если приемник не синхронизирован с кадровой последовательно­стью, корреляция будет слабой. При синхронизации приемника с кадровой структу­рой, корреляция будет практически идеальной, повредить которую может только слу­чайная ошибка детектирования.

Преимуществом маркера кадра является его простота. Для маркера может быть доста­точно даже одного бита, если перед принятием решения, находится ли система в состоя­нии кадровой синхронизации, было выполнено достаточное число корреляций. Основной недостаток состоит в том, что данное достаточное число может быть очень большим; сле­довательно, большим может быть и время, требуемое для достижения синхронизации. Та­ким образом, наибольшую пользу маркеры кадров представляют в системах, непрерывно

передающих данные, подобно многим телефонным и компьютерным каналам связи, и не подходят для систем, передающих отдельные пакеты, или систем, требующих быстрого получения кадровой синхронизации. Еще одним недостатком маркера кадра является то, что введенный бит (биты) может повысить громоздкость структуры потока данных.

пбит пбит пбит пбит |-«—>-j-«---------- N бит------- >-J-<—»-J-< N бит------ *~|*^{< N 6ит} ""t"*—"j

ЛЛЛГ ЛЯП. ЛЛЛГ лл_

Потокданных

п бит п бит п бит п бит |-«—»-j-«------- А/бит-------- *-|-<—*-|-«--- А/бит-------- —>-J-< А/бит»-|-<—*-j

___ пп_____ лл _пл _лл_

Приемник генерирует точную копию маркера Рис. 10.17. Использование маркера кадра

В качестве примера можно привести линию Т1, разработанную Bell Labs и широко используемую в североамериканских телефонных системах. Структура Т1 включает использование маркера кадра размером 1 бит, вводимого после каждого набора из 24 8-битовых байт (каждый байт представляет один из 24 возможных потоков речевой информации). При таком подходе возникает информационная структура, кратная 193 бит, — неудобное число с точки зрения большинства интегральных схем.

В системах с неустойчивыми или пульсирующими передачами либо в системах с необходимостью быстрого получения синхронизации рекомендуется использовать синхронизирующие кодовые слова. Обычно такие кодовые слова передаются как часть заголовка сообщения. Приемник должен знать кодовое слово и постоянно искать его в потоке данных, возможно, используя для этого коррелятор на согласованных фильт­рах. Детектирование кодового слова укажет известную позицию (обычно — начало) информационного кадра. Преимуществом подобной системы является то, что кадро­вая синхронизация может достигаться практически мгновенно. Единственная задерж­ка — отслеживание кодового слова. Недостаток — кодовое слово, выбираемое для со­хранения низкой вероятности ложного детектирования, может быть длинным, по сравнению с маркером кадра. Здесь стоит отметить, что сложность определения кор­реляции пропорциональна длине последовательности, поэтому при использовании кодового слова коррелятор может быть относительно сложным.

Хорошим синхронизирующим кодовым словом является то, которое имеет малое абсо­лютное значение “побочных максимумов корреляции”. Побочный максимум корреля­ции — это значение корреляции кодового слова с собственной смещенной версией. Сле­довательно, данное значение побочного максимума корреляции для сдвига на к символов /^-битовой кодовой последовательности {X,} описывается следующим выражением:

N-k

C_k=Y,^Xj^Xj,k- (Ю-81)

j = i

Здесь X, (1 < I <Л0 — отдельный кодовый символ, принимающий значения ±1, а сосед­ние информационные символы (соотнесенные со значениями индекса i > N) предпо­
лагаются равными нулю. Пример вычисления побочного максимума корреляционной функции приведен на рис. 10.18. 5-битовая последовательность в данном примере имеет неплохие корреляционные свойства: наибольший побочный максимум в пять раз меньше основного, С₀. Последовательности, в которых, как на рис. 10.18, макси­мальный побочный максимум равен 1, называются последовательностями или слова­ми Баркера (Barker word) [26]. Не существует известного конструктивного метода по­иска слов Баркера, и в настоящее время известно всего 10 уникальных слов, наи­большее из которых состоит из 13 символов. Известные слова Баркера перечислены в табл. 10.1. После небольшого размышления становится понятно, что исчерпывающий перечень известных слов будет включать последовательности, порождаемые инверсией знака символов, и последовательности, порождаемые изменением направления хода времени в последовательностях символов, приведенных в табл. 10.1

С₀ = 5

с, = о

с₂= 1

с₃ = о

с₄= 1

Рис. 10.18. Вычисление побочного макси­мума корреляционной функции

/V	Последовательности Баркера
	+
	+ + или + -
	+ + -
	+ + + - или + + - +
	+ + + - +
	+ + + — + —
	+ + + + _
	+ + + + + — + + + — +

Свойства кодовых слов Баркера основываются на предположении о нулевом зна­чении соседних символов. Это приближение к равновероятным случайным двоичным данным, когда символы, соседствующие со словом Баркера, принимают значения ±1. К сожалению, последовательности Баркера слишком коротки, чтобы это приближение во всех случаях давало лучшее кодовое слово при передаче случайной двоичной ин-- формации. Используя компьютерное моделирование, Уиллард (Willard) [27) нашел по­следовательности для случайных соседних символов, имеющие такую же длину, как и слова Баркера, но лучшие с точки зрения минимальной вероятности ложной синхро­низации. Последовательности Уилларда приведены в табл. 10.2.

Таблица 10.2. Синхронизирующие кодовые слова Уилларда ¹

N Последовательности Уилларда

1 +

2 + -

3 + + -

4 + + - -

5 + + — + —

7 ' +++_+__

11 + + + — + + — +

13 + + + + + — + — ■+■

Система, использующая синхронизирующее слово, описывается двумя вероятно­стями — вероятность пропущенного детектирования и вероятность ложной тревоги.

Очевидно, разработчик системы должен максимально уменьшить обе вероятности. К сожалению, это требование противоречиво. Для того чтобы уменьшить вероятность пропуска, система должна допускать неидеальную корреляцию входного синхронизи­рующего слова, т.е. слово должно приниматься даже в том случае, если оно содержит небольшое число ошибок. В то же время это увеличивает число последовательностей символов, которые будут приняты; следовательно, увеличивается вероятность ложной тревоги. Вероятность пропуска для /V-битового слова, если допустимым является к или меньше ошибок, описывается следующим выражением:

^р» ⁼ Е P'V*¹-*’)*"-'- ⁽¹⁰-⁸²⁾

j=k+i^Kjj

Здесь р — вероятность битовой ошибки, допущенной детектором. Вероятность лож­ной тревоги, вызванная N битами случайной последовательности данных, описывается следующим выражением:

(10.83)

Видно, что при малых р Р_т растет с увеличением к, приблизительно как степенная функция. К сожалению, с увеличением к Р_РА уменьшается, приблизительно как степен­ная функция. Для одновременного получения приемлемых значений Р_т и Р_¥А при дан­ном значении р разработчику системы часто требуются значения N, большие тех, кото­рые дают последовательности Баркера и Уилларда. К счастью, в литературе приводится довольно много примеров подходящих длинных последовательностей. Большинство из них было найдено в результате обстоятельного компьютерного поиска. Спилкер (Spilker) [20] перечисляет последовательности с N до 24, найденные Ньюманом (Newman) и Хофманом (Hofman) [281, и упоминает, что в их оригинальной работе указаны последо­вательности с N до 100. By (Wu) [29] дает перечень последовательностей Мори-Стайлза (Mauiy-Styles) длиной до N = 30 и перечень последовательностей Линдера (Linder) дли­ной до 40. Кроме того, он приводит довольно полное обсуждение синхронизирующих последовательностей, в том числе конструктивных методов нахождения разумных, но неоптимальных последовательностей, а также рассматривает процедуры кадровой син­хронизации некоторых спутниковых систем цифровой связи.

10.3. Сетевая синхронизация

Для систем, использующих методы когерентной модуляции, одностороннюю связь, такую как в широковещательных каналах, или одноканальную связь, как в большин­стве микроволновых или оптоволоконных систем, оптимальный подход — это возло­жить все задачи синхронизации на приемник. Для систем связи, использующих мето­ды некогерентной модуляции, или систем, где множество пользователей получают доступ к одному центральному узлу, например во многих системах спутниковой свя­зи, функцию синхронизации часто имеет смысл возложить (полностью или частично) на оконечные устройства. Это означает, что для получения синхронизации модифи­цируются параметры передатчиков оконечных устройств, а не приемника централь­ного узла. Этот подход применим в системах, использующих множественный доступ с временным разделением (time-division multiple access — TDMA). В схеме TDMA каж­дому пользователю выделяется сегмент времени, в течение которого он может переда­вать информацию. Передатчик оконечного устройства должен синхронизироваться с системой, чтобы переданные им пакеты данных прибывали на центральный узел в тот момент, когда узел готов принимать данные. Синхронизация передатчика также имеет смысл в системах, объединяющих обработку сигналов на центральном узле с множе­ственным доступом с частотным разделением (frequency-division multiple access — FDMA). Если оконечные устройства предварительно синхронизируют свои передачи с центральным узлом, узел может использовать конечный набор фильтров каналов и единое эталонное время для обслуживания всех каналов. В противном случае узел бу­дет требовать возможности захвата и сопровождения длительности и частоты каждого

входного сигнала; кроме того, придется учитывать возможность интерференции сиг­налов из соседних каналов. Очевидно, что синхронизация передатчика оконечного устройства является более разумным решением при синхронизации сети.

Процедуру синхронизации передатчика можно отнести либо к открытой (без обрат­ной связи), либо к замкнутой (с обратной связью). Открытые методы не зависят от из­мерения каких-либо параметров сигнала на центральном узле. Оконечное устройство заранее регулирует свою передачу, используя для этого знания о параметрах канала, ко­торые предоставляются извне, но, возможно, могут модифицироваться при наблюдениях сигнала, приходящего с центрального узла. Открытые методы зависят от точности и предсказуемости параметров канала связи. Лучше всего их применять в системах с прак­тически фиксированной архитектурой, где каналы непрерывно проработали достаточно длительный промежуток времени после установки/настройки. Эти методы достаточно трудно использовать эффективно, если геометрия канала связи не является статической или оконечные устройства нерегулярно получают доступ к системе.

Основными преимуществами открытых методов является быстрое получение син­хронизации (метод может работать без обратного канала связи) и малый объем тре­буемых вычислений в реальном времени. Недостаток состоит в том, что требуется на­личие внешнего источника знаний о требуемых параметрах канала связи; кроме того, этот источник должен быть относительно неизменным. Отсутствие каких бы то ни было измерений характеристик системы в реальном времени означает, что система не может быстро приспособиться к любому незапланированному изменению условий.

Дата добавления: 2015-10-28