Основы теории принятая статистических решений 1051 64 страница

Передатчик -

Канал -

■ Приемник -

га Ч

га Ч

Для данного скачка ширина полосы, необходимая для передачи, будет такой же, как и в обычной схеме MFSK, что, как правило, намного меньше W_ss. В то же время при усреднении по множеству скачков спектр FH/MFSK будет занимать всю полосу расширенного спектра. Метод расширенного спектра позволяет для перестройки час­тоты использовать полосы шириной порядка несколько гигагерц, что намного пре­вышает аналогичные показатели систем DS [8]. Следовательно, коэффициент расши­рения спектра сигнала систем FH будет значительно больше. Из-за использования в случае FH полос значительной ширины сохранение фазовой когерентности от скачка к скачку является нелегкой задачей. Поэтому обычно в таких системах применяется некогерентная демодуляция. Рассмотрение когерентных систем с скачкообразной пе­рестройкой частоты представлено в работе [9].

Как видно из рис. 12.11, приемник повторяет все операции передатчика в обрат­ной последовательности. Полученный сигнал демодулируется путем наложения той же псевдослучайной тоновой последовательности, что использовалась для перестройки частоты. После этого сигнал обрабатывается стандартным набором из М некогерент­ных детекторов энергии с целью выбора наиболее вероятного символа.

Пример 12.1. Размер частотного слова

Ширина полосы системы W_ss равна 400 МГц; минимальное изменение частоты Д/= 100 Гц. Определите минимальное число элементарных сигналов псевдослучайного кода, необходи­мое для создания частотного слова.

Решение

и ч/ 400МГц ₆

Число тонов, содержащихся в lr_ss, равно — = 4 х 10

Минимальное число элементарных сигналов = Гlog2(4 х 10^й)! = 22, где Гх1 — наименьшее целое, не превышающее х.

12.4.1. Пример использования скачкообразной перестройки частоты

Рассмотрим пример системы с перестройкой частоты, приведенный на рис. 12.12. Входные данные состоят из двоичной последовательности, характеризуемой скоро­стью передачи данных R = 150 бит/с. Модуляция — 8-FSK. Таким образом, скорость передачи символов равна R_s = fl/(log₂8) = 50 символов/с (длительность передачи одного символа Т = 1/50 = 20 мс). Изменение частоты происходит после передачи отдель­ного символа, причем скачки синхронизированы во времени с границами символов. Следовательно, скорость скачкообразной перестройки частоты равна 50 скачков/с. На рис. 12.12 представлен график зависимости ширины полосы частот (ось ординат, W_ss) от времени (ось абсцисс). Приведенные условные обозначения иллюстрируют присвоение восьмеричных символов FSK частотным тонам. Следует отметить, что разнесение тонов, определенное как 1/Т = 50 Гц, соответствует минимальному значе­нию, которое необходимо для передачи ортогональных сигналов для данной некоге­рентной системы FSK (см. раздел 4.5.4).

Типичная двоичная информационная последовательность представлена в верх­ней части рис. 12.12. При использовании модуляции 8-FSK символы формируют­ся из трех бит. При обычной модуляции 8-FSK производится передача однополос­ного тонового сигнала, полученного в соответствии с представленной на рисунке схемой присвоения. Тоновый сигнал сдвинут по отношению к /₀, фиксированному центру частотного диапазона данных. Единственным отличием метода FH/MFSK от MFSK является то, что /₀ не фиксирована. При передаче очередного символа /₀ перескакивает на новую частоту, и вместе с ней перемещается вся структура диа­пазона данных. На рис. 12.12 первый символ последовательности данных, 0 11, соответствует тоновому сигналу, который на 25 Гц выше по отношению к /₀ На рисунке пунктирная линия соответствует /₀, непрерывная — тоновому сигналу. Во время передачи второго символа /₀ переходит в новое положение, обозначенное пунктиром. Второй символ, 110, задает тоновый сигнал на 125 Гц ниже по от­ношению к /о- Подобным образом последний символ последовательности (0 0 1) соответствует сигналу, смещенному вверх на 125 Гц по отношению к центру диа­пазона. Центр частотного диапазона в последнем случае смещается, однако отно­сительное расположение тонов остается прежним.

12.4.2. Устойчивость

В повседневной жизни под устойчивостью (robustness) подразумевают силу и вы­носливость. В контексте систем связи значение этого слова практически не отли­чается от обыденного. Уровень устойчивости определяет способность сигнала вы­держивать искажения в канале (шумы, намеренные помехи, замирание сигнала и т. п.). Вероятность получения сигнала, несколько копий которого передаются на разных частотах, выше, чем в случае единичного сигнала, равного по мощности сумме всех копий. Чем выше разнесение сигнала (разнесенные во времени мно­жественные передачи на разных частотах), тем выше его устойчивость к случай­ным помехам.

Следующий пример позволит лучше понять смысл сказанного выше. Рассмот­рим сообщение, состоящее из четырех символов: s_b s₂, s₃, s₄. Разнесение можно начать с /V-кратного повторения сообщения. Пусть N равно 8. Тогда последова­тельность символов, называемых элементарными сигналами (chips), можно запи­сать в следующем виде:

5jSjS1$ jSj5iS2^2^2^2^2^2^2^2^3^3^3^3^3^3^3^3^4^4^4^4^4^4^4^4"

Каждый из элементарных сигналов передается на отдельной частоте (центр диа­пазона данных сдвигается при передаче каждого символа). Серия сигналов на частотах /„ f_}, f_k,... более устойчива к помехам, чем сигнал без такого разнесения. Простым аналогом данного примера может быть сравнение выстрела дробью с выстрелом пулей. Вероятность того, что одна из множества дробинок попадет в цель, выше, чем для одной крупной пули.

12.4.3. Одновременное использование скачкообразной перестройки частоты и разнесения сигнала

В примере, изображенном на рис. 12.13, каждый из элементарных сигналов пере­дается четыре раза (N = 4), в остальном данный случай аналогичен представлен­ному на рис. 12.12. Каждый из интервалов передачи символа (20 мс) разбит на четыре части, которые соответствуют количеству передаваемых элементарных сигналов. Последовательность данных остается такой же, как и для рис. 12.12, и характеризуется скоростью R = 150 бит/с. Прежним остается и трехбитовое раз­биение с целью формирования 8-ричных символов. Каждый символ передается четырежды, причем для каждого сеанса передачи генератор псевдослучайного ко­да изменяет центральную частоту диапазона передачи. Следовательно, для дан­ного случая время передачи элементарного сигнала Т_с равно T/N = 20 мс/4 = 5 мс. Скорость перестройки частоты равна следующему:

NR

• = 200 скачков/с.

log₂8

Условные обозначения

Номер Информационный

тона Тон символ

Типичная скорость Я= 150 бит/с^-* 0 1111 1 I 1

7- fo - 700 Гц 111

Интервал ’ передачи символа (20 мс)

Рис. 12.13. Пример одновременного использования скачкообразной перестройки частоты и разнесе­ния (N = 4)

Следует отметить, что разнесение тонов должно изменяться таким образом, чтобы удовлетворялось требование ортогональности. Поскольку длительность тонов FSK в данном примере равна длительности передачи элементарного сигнала (Т_с = Т/N), ми­нимальное расстояние между тонами 1 /Т_с = N/T= 200 Гц. Как и в предыдущем приме­ре, на рис. 12.13 показано смещение центра диапазона передачи данных (и модули­рующей структуры) при передаче каждого из элементарных сигналов. Частота переда­чи (сплошная линия) и центр диапазона передачи данных (пунктир) соотносятся между собой так же, как для каждого из элементарных сигналов, соответствующих определенному символу (рис. 12.12).

В системах расширения спектра методом прямой последовательности термин “элементарный символ” означает символ псевдослучайного кода (наиболее короткий символ системы DS). В системе с перестройкой частоты тот же термин обозначает кратчайший непрерывный сигнал. Различают системы связи медленной (slow-frequency hopping — SFH) и быстрой (fast-frequency hopping — FFH) перестройки частоты. Для системы SFH кратчайший непрерывный сигнал — это информационный символ. В случае FFH — это скачок частоты. На рис. 12.14, а представлена система FFH со ско­ростью передачи данных 30 символов/с и скоростью изменения частоты 60 скачков/с. На рисунке показан сигнал s(t) в течение времени передачи одного символа (1/30 с). Изменение формы сигнала в центре графика s(t) связано с очередной скачкообразной перестройкой частоты. В данном примере элементарный сигнал соответствует изме­нению частоты, поскольку время перестройки меньше длительности символа. Каждый элементарный сигнал соответствует половине символа. На рис. 12.14, б иллюстрирует­ся использование системы SFH. Скорость передачи данных по-прежнему равна 30 символов/с; скорость изменения частоты — 10 скачков/с. Сигнал s(t) изображен на протяжении времени передачи трех элементарных сигналов (1/10 с). В данном приме­ре скачки частоты происходят в начале и конце последовательности из трех символов. Форма сигнала меняется вследствие изменений режима модуляции. Теперь элемен­тарный сигнал соответствует информационному символу, длительность которого меньше интервала между изменениями частоты.

1 интервал передачи символа = 1/30 с 2 символа на каждый интервал

(-•— Элемент >|«Элемент—>-| символа 1 символа 2 = 1/2 интервала передачи символа = 1/60 с

а)

1 интервал изменения частоты = 1/10 с 3 символа на каждый интервал   = 1 интервал передачи символа = 1/30 с _б) Рис. 12.14. Элементарный сигнал в системах FH/MFSK: а) система MFSK с скачкообразной перестройкой частоты, скорость передачи данных 30 симво­лов/с, скорость изменения частоты 60 скачков/с, 1 элементарный сигнал — 1 интервал между скачками частоты; б) то же, но скорость изменения частоты 10 скачков/с, 1 элементарный сигнал = 1 символ

На рис. 12.15, а представлен пример двоичной системы FSK с использованием FFH. Сигнал разделен на N = 4 части, т.е. 4 элементарных сигнала соответствуют одному биту. Как и на рис. 12.13, пунктир показывает центр диапазона передачи данных, а непре­рывная линия — частоту символа. В данном случае длительность элементарного сигнала равна интервалу между скачками частоты. На рис. 12.15, б представлен пример системы FSK с использованием SFH. В этом случае в течение промежутка между скачками час­тоты производится передача трех бит. В данной схеме SFH длительность элементарного сигнала равна времени передачи одного бита. Каким было бы время передачи элемен­тарного сигнала, если бы в последнем примере система была не двоичной, а восьмерич­ной, т.е. каждые 3 бит передавались бы как один информационный символ? В этом слу­чае временные границы символа и интервала между скачками частоты совпадали бы. Таким образом, длительность передачи элементарного сигнала, интервал между скачка­ми частоты и время передачи символа были бы одинаковы.

Биты

Частота

Длительность элементарного сигнала

а)

						.jrr.
		zP					"+

Биты 100 10110111110I ООО 110110111110

■ Время

L__ Длительность

I элементарного сигнала

б)

Рис. 12.15. Двоичные системы связи с использовани­ем быстрой и медленной перестройки частоты:

а) быстрая перестройка частоты: 4 скачка/бит;

б) медленная перестройка частоты: 3 бит/скачок

12.4.5. Демодулятор FFH/MFSK

На рис. 12.16 приводится схема стандартного демодулятора MFSK в системе с быст­рой скачкообразной перестройкой частоты (FFH/MFSK). Обработка сигнала начина­ется с обращения скачков частоты. Для этого используется генератор псевдослучайной последовательности, аналогичный существующему в передатчике. После прохождения через фильтр нижних частот ширина полосы сигнала становится равной ширине по­лосы данных. Затем сигнал демодулируется с использованием блока из М детекторов

энергии (или детекторов огибающей). За каждым детектором следует схема односто­роннего ограничения и накопитель. Схемы ограничения играют важную роль при на­личии намеренных помех; их применение будет подробно рассмотрено ниже. Следует отметить, что демодулятор не принимает решения относительно значения символов на основе изучения отдельных элементарных сигналов. Вместо этого после получения энергии N элементарных сигналов и после того, как энергия N-to сигнала сложится с энергиями предыдущих N- 1 сигналов, демодулятор принимает решение, выбирая символ, соответствующий накопителю z, (i = 1, 2,..., М) с максимальной энергией.

Схема одностороннего НаборМ ограничения накопителей   Рис. 12 16. Демодулятор FFH/MFSK

12.4.6. Коэффициент расширения спектра сигнала

В уравнении (12.27) приводится общее выражение для коэффициента расширения спектра сигнала: G_p = WJR. Для системы расширения спектра методом прямой после­довательности величина W_к равна скорости передачи элементарных сигналов /?_сЬ. При использовании скачкообразной перестройки частоты уравнение (12.27) также выража­ет коэффициент расширения спектра, однако значение W_ss равно ширине полосы час­тот, в пределах которой может происходить изменение частоты. Данную полосу назы­вают полосой перестройки (hopping band) W_h. Таким образом, коэффициент расшире­ния спектра сигнала для системы со скачкообразной перестройкой частоты можно записать в следующем виде:

W

G_B=(12.29)

Р R

12.5. Синхронизация

В системах расширенного спектра (DS и FH) для успешной демодуляции принятого сигнала приемник должен обладать синхронизированной копией расширяющего или кодового сигнала. Процесс синхронизации сгенерированного приемником расши­ряющего сигнала и полученного сигнала расширенного спектра обычно проходит в два этапа. На первом этапе два сигнала приводятся в грубое соответствие друг другу (процесс первоначальной синхронизации). В ходе второго этапа обработки (этап сопро­вождения) с помощью контура обратной связи последовательно выбирается сигнал, наиболее точно соответствующий полученному.

12.5.1. Первоначальная синхронизация

Задача данного этапа — синхронизировать полученный сигнал расширенного спектра и локально сгенерированный сигнал расширения путем поиска в двухмерной области временной и частотной неопределенности. Различают когерентные и некогерентные схемы первоначальной синхронизации. В большинстве случаев используется некоге­рентный метод. Это связано с тем, что обычно сужение сигнала производится до син­хронизации несущей. Следовательно, фаза несущей на данном этапе неизвестна. При определении неопределенности по частоте и времени необходимо учитывать следующее.

1. Неопределенность в расстоянии между приемником и передатчиком переходит в неопределенность во времени задержки распространения сигнала.

2. Несоответствия в работе тактовых генераторов приемника и передатчика приводят к разности фаз между соответствующими расширяющими сигналами, которая име­ет тенденцию к росту как функция времени, затраченного на синхронизацию.

3. Неопределенность в скорости движения приемника относительно передатчика переходит в неопределенность значения доплеровского сдвига частоты в полу­ченном сигнале.

4. Относительное несоответствие между частотными генераторами приемника и передатчика приводит к сдвигам частот между двумя сигналами.

12.5.1.1. Структуры корреляторов

Общая особенность всех методов синхронизации — определение корреляции полу­ченного и сгенерированного сигналов с целью создания меры их схожести. Затем эта мера сравнивается с пороговой величиной для определения, синхронны ли сигналы. Если да, приемник переходит к этапу сопровождения. В противном случае он изме­няет частоту или фазу сгенерированного кода (что фактически является поиском во временной и частотной областях), после чего снова проверяется корреляция.

Рассмотрим простой пример синхронизации в системе расширения спектра мето­дом прямой последовательности с использованием параллельного поиска (рис. 12.17). Сгенерированный приемником код g(t) передается с задержками, которые вводятся через половину периода передачи элементарного сигнала (TJ2). Если неопределен­ность во времени между полученным сигналом и локальным кодом равна времени передачи N_c элементарных сигналов, а полный параллельный поиск в области вре­менной неопределенности должен быть произведен в течение одного непрерывного временного интервала, то используется 2N_c корреляторов. Все корреляторы одновре­менно изучают последовательность из А. элементарных сигналов, после чего сравни­ваются выходы всех корреляторов. В завершение выбирается локальный код, соответ­ствующий коррелятору с максимальным выходом. Концептуально — это простейший метод поиска; в нем одновременно анализируются все возможные позиции кода (или

' Довольно часто для снижения вероятности появления ложных тревог пороговая величина: дополнительно проверяется соответствующим алгоритмом до начала этапа сопровождения [4].

фрагментов кода) и для выбора нужного кода используется алгоритм максимального правдоподобия. Выходной сигнал каждого детектора является суммой полученного сигнала и шума. По мере возрастания X вероятность возникновения ошибки синхро­низации (т.е. неверного согласования кода) уменьшается. Следовательно, величину X следует выбирать таким образом, чтобы одновременно минимизировать время поиска и вероятность возникновения ошибок синхронизации.

Локально генерируемый код g(t)   Рис. 12.17. Получение синхронизации в схеме прямой последовательно­сти с использованием метода параллельного поиска

На рис. 12.18 приводится схема синхронизации системы связи со скачкообразной пере­стройкой частоты. Предположим, что в качестве шаблона синхронизации (без модуляции данных) используется последовательность из N частот, являющаяся частью последователь­ности скачков частоты. Для первичной обработки полученного сигнала применяется N не­когерентных согласованных фильтров, каждый из которых состоит из смесителя частот, полосового фильтра и квадратичного детектора огибающей (последовательно соединенного детектора огибающей и квадратичного устройства). Если процесс скачкообразной пере­стройки частоты можно описать последовательностью /_ь /₂,..., f_N, времена задержки фильтров подбираются таким образом, что при появлении искомой серии скачков частоты система дает выходной сигнал значительной мощности, который и указывает на детекти­рование нужной последовательности. Процесс синхронизации может выполняться доволь­но быстро, поскольку все возможные отклонения кода анализируются одновременно. Сле­дует отметить, что наличие на рис. 12.18 полосовых фильтров указывает, что частоты ло­кального генератора /_ь /₂,..., f_N выбраны таким образом, чтобы их отклонение от ожидаемой частоты сигнала было равно определенной промежуточной частоте (intermediate frequency — IF). Та же система может быть реализована так, что частоты, по­лученные генератором приемника, будут выбираться без сдвига. Тогда на выходе смесите­лей будут образовываться низкочастотные сигналы. В этом случае фильтры должны быть фильтрами нижних частот (low-pass filter — LPF). В процессе смешивания обычно получа­ется комплексный сигнал, состоящий из синфазного и квадратурного компонентов. >

  Выход Рис. 12.18. Получение синхронизации дм системы связи со скачкообразной пере­стройкой частоты

Если в течение каждого процесса определения корреляции обрабатываются X эле­ментарных сигналов длительностью Т_с каждый, максимальное время полного парал­лельного поиска можно записать в следующем виде:

(,T_acq)_mx = XT_c. (12.30)

Среднюю длительность процесса синхронизации можно оценить с помощью параметра вероятности детектирования Pp. P_D характеризует вероятность правильного завершения процесса после обработки X элементарных сигналов. Если полученный результат неве­рен, будут обработаны последующие X элементарных сигналов. Следовательно, средняя длительность процесса детектирования может быть записана следующим образом [4]:

Г_асч =XT_CP_D +2XT_CP_D(1- P_D) + 1XT_CP_D(1- P_D)² +...=

ХТ_С (12.31)

P_D

Поскольку число корреляторов или согласованных фильтров, необходимых для полного выполнения процесса параллельного детектирования, может быть чрезвычайно боль­шим, указанный метод на практике, как правило, не применяется. Вместо схем, изо­браженных на рис. 12.17 и 12.18, может быть использован единичный коррелятор или согласованный фильтр, производящий последовательный поиск до достижения синхрони­зации. Как и следовало ожидать, компромисс между методами параллельного и после­довательного поиска — это компромисс между сложной технической реализацией с бы­строй синхронизацией и простой технической реализацией с большим временем син­хронизации (при равных скорости передачи данных и неопределенности).

Для синхронизации довольно часто используется единичный коррелятор или согласо­ванный фильтр, использующие методы последовательного поиска нужной фазы (сигнал DS) или последовательности скачков частоты (сигнал FH). Последовательное повторение процедуры определения корреляции позволяет значительно снизить сложность, размер и стоимость системы. На рис. 12.19 и 12.20 представлены основные конфигурации данной схемы в системе связи расширенного спектра методом прямой последовательности (DS) и скачкообразной перестройки частоты (FH). При пошаговом последовательном получении синхронизации в системе DS устанавливается период синхронизации псевдослучайного локального кода и определяется корреляция данного кода с полученным псевдослучайным сигналом. В течение интервалов поиска ХТ_С, где А,» 1, выходной сигнал сравнивается с заданным пороговым значением. Если порог не достигнут, выходной сигнал увеличивается на установленную часть (обычно 1/2) элементарного сигнала и проверка повторяется. По достижении порогового значения считается, что псевдослучайный код синхронизиро­ван; в результате увеличение фазы кода приемника прекращается, и система переходит к этапу сопровождения. Для системы FH (рис. 12.20) генератор псевдослучайного кода управляет устройством скачкообразной перестройки частоты. Процесс получения синхро­низации считается завершенным, когда последовательность скачков частоты локального сигнала совпадает со скачками частоты полученного сигнала.

Порог   Схема синхронизации Рис. 12.19. Процесс последовательного поиска для систе­мы, использующей метод прямой последовательности

  Схема синхронизации Рис. 12.20. Процесс последовательного поиска для системы с перестройкой частоты

Максимальное время последовательного поиска для системы DS с шагом увеличе­ния 1/2 элементарного сигнала равно

(T’acq).mx = 2N_CIT_C. (12.32)

Здесь размер области неопределенности, в которой выполняется поиск, равен дли­тельности N_e элементарных сигналов. Среднее время получения синхронизации при

использовании последовательного поиска для системы DS при N_c»-j будет сле­дующим [10]:

Гася =⁽²~ ^Р—'■'⁺ ~^PfA *-(.N_ekT_e), (12.33)

где \Т_С — интервал поиска, P_D — вероятность правильного детектирования, P_FA — ве­роятность ложной тревоги. Определим время, необходимое для проверки правильно­сти детектирования, равным КХТ_С, где К»\. Таким образом, при ложной тревоге бу­дет потеряно КХТ_С секунд. При N_c»у и AT«2N_C дисперсия времени синхрониза­ции будет равна следующему:

D О/

12.5.1.3. Последовательная оценка

Схема использования еще одного метода поиска, быстрой синхронизации путем по­следовательной оценки (rapid acquisition by sequential estimation — RASE), приводится на рис. 12.21. Впервые данный метод был использован Р. Уордом (R. Ward) [10]. Из­начально переключатель находится в положении “1”. Система вводит свою лучшую оценку первых п элементов полученного сигнала в п разрядов генератора псевдослу­чайной последовательности. Заполненный регистр определяет начальное состояние генератора. Одним из свойств псевдослучайной последовательности является то, что каждое последующее состояние разрядов зависит только от предыдущего. Следова­тельно, если оценка первых п элементарных сигналов выполнена верно, все после­дующие сигналы генератора псевдослучайной последовательности будут правильными. Когда анализ первой последовательности элементарных сигналов закончен, переклю­чатель устанавливается в положение “2”. Если начальное состояние регистра было определено верно, генератор приемника создает сигналы, идентичные принятым (при отсутствии шумов). Если выходной сигнал коррелятора после ХТ_С превышает установ­ленный пороговый уровень, считается, что синхронизация выполнена успешно. В противном случае переключатель возвращается в положение “1”, данные регистра обновляются и вся последовательность операций повторяется. Как только система синхронизируется, полученная последовательность элементарных сигналов больше не оценивается. Определим минимальное время синхронизации, считая, что шумы отсут­ствуют. Первые п элементарных сигналов корректно загружены в регистр, поэтому можем записать следующее:

  Рис. 12.21. Быстрая синхронизация путем последовательной оценки

Если скорость синхронизации является главным преимуществом системы RASE, ее основной недостаток — высокая чувствительность к помехам и интер­ферирующим сигналам. Причина такой чувствительности состоит в том, что про­цесс оценки включает поэлементную демодуляцию по принципу жесткого реше­ния, что не позволяет воспользоваться помехоустойчивыми свойствами псевдо­случайного кода. Более подробное описание систем последовательной оценки приводится в работе [4].

12.5.2. Сопровождение

По окончании этапа (грубой) синхронизации начинается этап сопровождения, или достижения идеальной синхронизации. Различают когерентные и некоге­рентные контуры сопровождения. Когерентным называется контур, где известны частота и фаза несущей волны, а контур сопровождения может работать с низко­частотным сигналом. Если же частоту несущей точно определить невозможно (например, из-за доплеровского эффекта) — имеем некогерентный контур. По­скольку в большинстве случаев фаза и частота несущей априори не известны точ­но, для сопровождения полученного псевдослучайного кода используются именно некогерентные контуры. Кроме того, различают контуры постоянного сопровожде­ния с задержкой и опережением (full-time early-late tracking loop), часто называе­мые контурами автоподстройки по задержке (delay-locked loop — DLL), и контуры сопровождения с задержкой и опережением с разделением времени (time-shared early- late tracking loop), часто именуемые контурами внесения искусственных флуктуа­ций (tau-dither loop — TDL). Простой пример применения некогерентного конту­ра DLL в системе расширения спектра методом прямой последовательности при использовании двоичной фазовой манипуляции (binary phase-shift keying — BPSK) Представлен на рис. 12.22. Несущая модулируется информационным сигналом x(t) Ii кодовым сигналом g(t) с использованием схемы BPSK. Как и ранее, считаем, '“что шумы и интерференция отсутствуют, поэтому можем записать следующее:

r(t) = A-j2Px(t)g(t) cos (w₀t + ф).

r{t)=AJPx(t)gU) x cos (coof + Ф)

Сужающий

коррелятор Рис. 12.22. Использование контура DLL для сопровождения сигналов системы DS/SS

Дата добавления: 2015-10-28