Основы теории принятая статистических решений 1051 65 страница

Здесь А — коэффициент усиления системы; ф — случайный угол сдвига фаз в диапазоне (0,2л). Сгенерированный контуром сопровождения кодовый сигнал сдвинут по отноше­нию к полученному сигналу gif) на время т, причем т < Т/2. Для проведения точной син­хронизации контур генерирует две псевдослучайные последовательности: g(t+ TJ2 + т) и g(t- TJ2 + т), одна из которых отстает от другой на время передачи элементарного сигнала. Два узкополосных фильтра предназначаются для пропускания данных, а также для усред­нения произведения g(t) и двух псевдослучайных последовательностей g(t ± Т/2 + т) (в рабо­те [4] указывается оптимальная ширина полосы для данного типа фильтров). Квадратич­ный детектор огибающей исключает данные, поскольку [г(/)| = 1. Выход каждого детектора огибающей можно приблизительно записать следующим образом:

g(t)g\t±^- + z

Оператор Е{ } обозначает математическое ожидание, a R_g(x) — это автокорреляцион­ная функция псевдослучайного сигнала, как показано на рис. 12.8. Сигнал обратной связи У(т) представлен на рис. 12.23. Если т больше нуля, У(т) указывает генератору, управляемому напряжением, (ГУН) увеличить частоту, что приводит к уменьшению т. Если значение т отрицательно, частота ГУН уменьшается, в результате т возрастает. Если т — это достаточно малая величина, g(t)g(t+ т) = 1, что дает в итоге суженный сигнал Z(t). Впоследствии Z(t) подается на вход обычного демодулятора данных. Под­робное описание использования контуров DLL приводится в работах [4, 12-14].

Недостатком контура DLL является то, что цепи опережения и запаздывания должны быть точно синхронизированы, иначе У(т) будет сдвинут по фазе и, соответст­венно, его значение будет ненулевым при нулевой ошибке. Данная проблема решает­ся с помощью контура с разделением времени. В таком контуре опережающий и за­паздывающий корреляторы используются в разное время. Очевидным преимуществом является то, что для работы контура достаточно одного коррелятора. Кроме того, снижается актуальность проблемы смещения постоянной составляющей.

  Рис. 12.23. Y(т) — сигнал обратной связи контура DLL

При нормальной работе многих управляющих контуров контрольный сигнал практически равен нулю. С этим связан один из недостатков таких систем — нулевой сигнал часто приводит к тому, что контур становится неуправляемым. Особенно остро эта проблема проявляется в сложных контурах сопровождения, которые изменяют коэффициент усиления в зависимости от внешних условий. На рис. 12.24 представлен контур TDL; это одна из разновидностей схем сопровождения с разделением времени. Для решения проблемы нулевого сигнала в данном контуре вводится небольшая на­меренная погрешность, В результате выходной сигнал контура как бы “вибрирует” вокруг точного сигнала. Обычно отклонение от нормы невелико, поэтому потери в производительности минимальны. Преимущество контура TDL состоит в том, что для выполнения функций сопровождения и сужения кодовой последовательности достаточ­но одного коррелятора. Как и в случае DLL, проверяется корреляция полученного сигнала с опережающей и запаздывающей версиями псевдослучайного кода приемни­ка. Как показано на рис. 12.24, генератором псевдослучайного кода управляет синхро­низирующий сигнал, в фазу которого добавляются псевдослучайные флуктуации, ле­жащие в пределах квадратичной коммутационной функции. Постоянные изменения фазы позволяют избежать нарушений в работе контура, устраняя необходимость сле­жения за идентичностью функций в опережающем и запаздывающем контурах. Если боковые фильтры контура TDL спроектированы должным образом, отношение сиг­нал/шум в этом контуре будет меньше приблизительно на 1,1 дБ по сравнению с кон­туром DLL [4]. Более подробное описание синхронизации псевдослучайных кодов приводится в работах [4, 15, 16].

12.6. Учет влияния преднамеренных помех

12.6.1. “Состязание” с помехами

Цри постановке преднамеренных помех основная задача состоит в том, чтобы лишить противника надежной связи и при этом свести материальные затраты к минимуму. Задача приемника и передатчика — создать систему связи, устойчивую к помехам, ос­

новываясь на следующих предположениях: (1) абсолютная устойчивость к помехам невозможна; (2) станция-постановщик преднамеренных помех обеспечена информа­цией об основных параметрах системы (частотный диапазон, время сеансов связи, объем передаваемой информации и т.д.); (3) станция-постановщик преднамеренных помех не имеет априорной информации о последовательности скачков частоты или псевдослучайных кодах. Передаваемый сигнал должен быть сформирован таким обра­зом, чтобы единственной возможностью для подавления сигнала было создание ши­рокополосного гауссова шума. Другими словами, необходимо, чтобы применение ус­ложненных методов подавления сигнала не давало никаких преимуществ. Основное правило при создании помехоустойчивой системы связи — сделать процесс подавле­ния сигнала максимально дорогостоящим.

  Генератор псевдослучайного сигнала

Ранний маршрут

Поздний маршрут

Рис. 12.24. Контур TDL

12.6.1.1. Типы преднамеренных помех

Для подавления связи возможно использование различных сигналов. Выбор зави­сит от системы связи, сигнал которой требуется подавить. На рис. 12.25 изображены графики спектральной плотности мощности различных типов преднамеренных помех, наложенных на тоновые сигналы системы связи с М-арной частотной манипуляцией и скачкообразной перестройкой частоты (FH/MFSK). Область по оси абсцисс пред­ставляет собой полосу расширенного спектра W_s. Три столбца графиков соответству­ют трем моментам времени передачи символов (скачкам частоты), в которые происхо­дит передача символов со спектрами G_u G₂ и G₃. Рис. 12.25, а иллюстрирует работу станции преднамеренных помех сравнительно малой мощности, создающей шумы по всей области расширенного спектра. На рис. 12.25, б широта покрытия диапазону преднамеренными помехами уменьшается, но при этом увеличивается мощность са­мих помех (при этом площадь, которую ограничивает кривая мощности шумов, оста­ется постоянной). В данном случае область шумов не всегда совмещается с сигналом. Однако если это все же происходит, негативное влияние на сигнал может быть значи­тельным. На рис. 12.25, в помехи создаются в отдельных частях диапазона в случайно выбранные отрезки времени. Использование такого метода не позволяет системе свя­зи адаптироваться к наличию помех. В двух оставшихся случаях для подавления связи используется уже не непрерывная полоса частот, а набор тоновых сигналов, переда­ваемых в определенных точках диапазона (рис. 12.25, г), которые могут размещаться с определенным шагом (рис. 12.25, д). Последний метод обычно применяется для по-

В главе 5 уровень ошибок в канале связи рассматривался как функция помех со сто­роны теплового шума. Основное внимание уделялось различию требуемого и факти­чески имеющегося отношений сигнал/шум E_tJN₀. В данном разделе вероятность оши­бок в канале по-прежнему будет рассматриваться как функция помех (суммы тепло­вого шума и широкополосного гауссова шума, созданного станцией преднамеренных помех). Следовательно, отношение сигнал/шум можно записать следующим образом: Ei/(N₀ + У₀). где /₀ — спектральная плотность мощности преднамеренных помех. Будем считать (если не оговорено иное), что /₀ равно J/W_a, где J — средняя мощность пред­намеренных помех, полученная приемником; W_M — ширина полосы расширенного спектра. В общем случае мощность станции преднамеренных помех значительно вы­ше мощности теплового шума. Поэтому суммарную величину отношения сигнал/шум обычно считают равной £,//₀. Таким образом, подобно случаю теплового шума обо­значим через “(Е^ДОтреб” отношение энергии бита данных к спектральной плотности мощности шума, требуемое для поддержания заданного уровня вероятности ошибок в канале. Параметр Еь может быть выражен следующим образом:

е>-я; Л

В данном случае S — мощность полученного сигнала, T_h — время передачи бита, R — ско­рость передачи данных (бит/с). Тогда (E/Jq)^ может быть записано следующим образом:

(Е„) _(SIR) WJR G_P

где G_p = W_s/R — коэффициент расширения спектра сигнала. Отношение сигнал/шум может быть выражено в следующем виде:

(12.39)

Отношение (J/S)^ — это критерий качества, который определяет степень невосприим­чивости системы связи к помехам. Какая система имеет больший иммунитет к пред­намеренным помехам: система с большим или меньшим (7/5)^? Чем больше тем устойчивее система к помехам, поскольку данный параметр характеризует мощ­ность шумов, требуемую для искажения сеанса связи. Естественно, наиболее жела­тельным для системы связи была бы передача сигнала вообще без искажений.

Уравнение (12.39) можно интерпретировать следующим образом. Пытаясь по­давить сигнал, противник максимально увеличивает значение (Е*//₀)треб- Для этого вместо широкополосного шума могут генерироваться тоновые, импульсные или узкополосные помехи. Из большого отношения (£/Л>)тр_Сб следует малое значение (У/5)_хрс6 в фиксированном участке полосы. Для увеличения (У/5')_трс6 сообщающиеся стороны могут увеличить коэффициент расширения спектра сигнала. При проек­тировании систем связи необходимо выбирать такие сигналы передачи данных, чтобы единственной выигрышной стратегией для генератора помех было создание широкополосного гауссова шума.

В некоторых случаях соотношение (JIS)_тре6 называют порогом сопротивляемости по­мехам (anti-jam (AJ) margin), поскольку данный параметр описывает устойчивость сис­темы к попыткам подавления сигнала. Однако использование данного термина не всегда корректно, в общем случае он применяется для обозначения запаса прочности против конкретной угрозы. Воспользуемся вычислениями для энергетического резерва системы против теплового шума (глава 5) и определим энергетический резерв систе­мы против преднамеренных помех:

где (Е,//₀)прнн — фактическое значение принятого Е,/]₀. По аналогии с уравнением (12.38) (EJJ,о)„р„„ можно записать в следующем виде:

^Еъ^ °^р (12.41)

и IS),

где (J/S),,_ри11, или просто J/S, — это отношение мощности полученных приемником по­мех к мощности сигнала. Позднее будет выведено уравнение для Е_ь/1₀, подоб­ное (12.41), где /₀ характеризует спектральную плотность мощности интерференции, возникающей между несколькими пользователями сотовой системы связи CDMA. Принцип вычисления отношения удельной энергии к мощности помех не изменяется вне зависимости от механизма возникновения шумов: случайная интерференция, преднамеренное подавление сигнала или интерференция между сигналами пользова­телей в одной спектральной области.

Подставив в уравнение (12.40) выражения (12.38) и (12.41), получим следующее:

G G

Мм (ДБ) = (ДБ) - " (ДБ), (12.42)

(^J,;>)npKu (•''■Э.'треб

= М (дБ)-[4) (дБ). (12.43)

⁴‘-''треб прин

Пример 12.2. Подавление спутникового сигнала

На рис. 12.26 изображено подавление спутникового сигнала станцией умышленных помех. Устройство связи, расположенное на самолете, оборудовано системой расширения спектра методом скачкообразной перестройки частоты с эффективной изотропно-излучаемой мощ- о ностью ЕШР_Г = 20 дБВт. Скорость передачи данных R = 100 бит/с. Станция преднамерен- ь ных помех непрерывно генерирует широкополосный гауссов шум с уровнем EIRPy =

₃ 60 дБВт. Предположим, что (Е///о)трсб = 10 дБ. Также будем считать, что потери мощности

₄ при распространении радиоволн одинаковы для устройства, находящегося на самолете, и станции преднамеренных помех.

У а) В каком случае помехи представляют большую опасность: при передаче на спутник или при передаче со спутника?

б) Каким должно быть значение ширины полосы системы со скачкообразной перестройкой частоты W_a для получения резерва против помех 20 дБ?

1<2.6. Учет Влияния ппрлыямсч-даииих ппмр»

  Рис. 12.26. Подавление спутникового канала связи

Решение

а) Большую опасность представляет подавление передачи на спутник, поскольку данная помеха может нарушить связь множества наземных терминалов, использующих спутни­ковый транспондер. Для достижения аналогичного результата при передаче со спутника пришлось бы создавать помехи для каждого из множества терминалов. Подавление сиг­налов со спутника может быть нежелательным при проведении определенных военных операций, однако состояние передачи на спутник намного важнее.

б) В соответствии с предположением, что потери мощности при распространении радио­волн одинаковы для устройства, находящегося на самолете, и станции преднамеренных помех, в уравнении (12.43) (J/S)„_p„„ можно заменить отношением мощности переданных помех и сигнала (ЕШРу/ЕШРт). Таким образом, можем записать следующее:

М_А1 (дБ) = (J /5)^ (дБ) + ЕШР_Г (дБВт) - EIRP, (дБВт) = G_p (дБ) -

K^Jo

G_p = 20 дБ +10 дБ - 20 дБВт + 60 дБВт = 70 дБ W_ss = G_p (дБ) + ЖдБГц) = 70 дБ + 20 дБГц =

= 90 дБГ ц = 1 ГГ ц

Пример 12.3. Подавление сигнала со спутника

В примере 12.2 предполагалось, что расстояние от спутника до самолета и станции предна­меренных помех одинаково. Однако следует учесть, что чем ближе будет находиться источ­ник помех к приемнику, тем большим будет его негативное влияние. Рассмотрим сеанс свя­зи “спутник-земля” при наличии помех. Эффективная изотропно-излучаемая мощность спутника и станции помех равна, соответственно, EIRP_S = 35 дБВт, EIRP, = 60 дБВт. Поте­ри мощности сигнала равны L_s = 200 дБ при передаче от спутника к приемнику и L_s'= 160 дБ при передаче от станции помех к приемнику. Каким должен быть коэффици­ент расширения спектра сигнала для закрытия канала с нулевым резервом против помех? Допустим, что (£’*/Уо)трсб = 10 дБ.

77*а

Графики зависимости Р_в от E_b/N₀ при заданном значении J/S приведены на рис. 12.27 [6, 21]. Кривизна графиков уменьшается по мере увеличения E_b/N₀. Это свидетельст­вует о том, что при заданном отношении мощностей сигнал/шум всегда будет сущест­вовать неснижаемая вероятность возникновения ошибки, вызванной наличием помех. Единственная возможность снизить эту вероятность состоит в увеличении коэффици­ента расширения спектра сигнала.

  еь/No (дБ) Рис. 12.27. Вероятность битовой ошибки в за­висимости от Eb/N₀ при заданном значении J/S. (Перепечатано с разрешения авторов из Pick- holtz Я. L., Schilling D. L. and Milstein L. B. The­ory of Spread-Spectrum Communications — A Tu­torial, IEEE Trans. Commun., vol СОМЗО, n. 5, May, 1982, Fig. 11, p. 866 © 1982, IEEE.)

12.6.3. Подавление сигнала узкополосным шумом

Негативное влияние постановщика помех на систему связи со скачкообразной пере­стройкой частоты чаще всего может быть увеличено за счет использования узко полос­ных помех. Если для модуляции применяется двоичная частотная манипуляция с не­когерентным детектированием, вероятность битовой ошибки будет равна следующему (см. уравнение (4.96)):

Р_в=^ех_Р[--^-У (12.47)

2 V 2N₀J

Определим параметр р (0 < р < 1), указывающий часть полосы сигнала, в которой при¹- сутствуют помехи. Покрывая меньшую часть диапазона, генератор имеет возможность увеличивать в ней мощность помех. Например, покрывая полосу W = рИ^, генератор

привести к тому, что постановщик узкополосных помех будет наносить максимальный вред только при работе в широкополосном режиме [23, 24].

  Рис. 12.28. Постановщик узкополосных помех (подавление сигнала FH/BFSK). (Перепечатано с разрешения издателя, Computer Science Press, Inc., 1803 Research Blvd., Rockville, MD., 20850, USA, из работы Simon М. K., Omura J. K., Schollz R. A. itnd Levitt В. K., Spread Spectrum Communications, Vol. 1, Fig. 3.24, p. 173. © 1985.,)

12.6.4. Подавление сигнала разнотонными помехами

При создании разнотонных помех станция-постановщик делит полную полученную мощность J между непрерывными тонами, имеющими случайную фазу и равными по мощности. Эти сигналы распределяются в диапазоне расширенного спектра W_B в оп­ределенном порядке [9]. Анализ влияния тоновых помех на сигнал значительно слож­нее, чем в случае шумов, в особенности для систем DS. Часто тоновые помехи рас­сматривают как гауссов шум. Хороший анализ системы DS при наличии разнотонных помех представлен в работе [25]. Производительность некогерентной системы связи FH/FSK считается одинаковой как при узкополосных тоновых помехах, так и при уз­кополосном шуме [26]. Однако применение узкополосных тоновых помех для подав­ления сигнала FH/FSK более эффективно. Причина в том, что использование непре­рывных тоновых помех позволяет более эффективно ввести энергию в некогерентные детекторы [8]. Подробное описание производительности различных систем связи при наличии помех разного типа приводится в работах [8, 9, 26, 27].

Рассмотрим демодулятор FFH/MFSK, изображенный на рис. 12.16. Между каждым де­тектором огибающей и накопителем расположена схема одностороннего ограничения эле­ментарных сигналов. Опишем работу схемы ограничения при воздействии на систему то­новых помех. На рис. 12.29 представлена восьмеричная схема FSK со скачкообразной пе­рестройкой частоты и без разнесения сигнала (12.29, а), а также система с быстрой скачкообразной перестройкой частоты с использованием многократной (N=4) передачи данных и ограничения элементарных сигналов (12.29, б). Обе части рисунка изображают состояние одного из М= 8 накопителей, представленных на рис. 12.16. Поступивший в на­копитель сигнал обозначается вектором. Как видно из рис. 12.29, а, при отдельном скачке частоты полоса данных занята полученным символом с мощностью S. Если тоновая поме­ха с полученной мощностью J (J>S) случайно попадет в диапазон данных, детектор будет не в состоянии правильно определить полученный символ.

Символ Тон

0 0 и

0 1 >- S f₂

1 0 /3

1 1 U

10 0 /5

10 1 f₆

110 fj

111 f_a

а)

Символ Тон

0 и

SSSS, 001 ► > * ' fr f₂

010 f₃

011 и

10 0 - fs

101 *; h

no ► t-,

111 h

б)

Puc. 12.29. Многократная передача символов с быстрыми скачками при наличии тоновых по­мех: а) отдельный скачок частоты; б) четыре скачка частоты

На рис. 12.29, б четыре элементарных сигнала (длина каждого вектора является мерой мощности ограниченного элементарного сигнала S') суммируются и полностью заполняют накопитель. Если тоновые помехи случайно попадут в спектральную об­ласть сигнала, это не повлияет на работу детектора, поскольку мощность помех огра­ничивается до одного уровня с элементарными сигналами связи (J'-S). В примере,.приведенном на рис. 12.29, б, два сигнала тоновых помех попадают в диапазон дан- _пных. Однако благодаря ограничению мощности никаких сомнений при определении полученного символа не возникает.

Рассмотрим работу системы связи DS/BPSK при подавлении сигнала импульсными помехами. Станция преднамеренных помех генерирует импульсы белого гауссова шу­ма в узкой полосе частот. Средняя мощность шумов при получении равна J, хотя суммарная мощность генератора во время передачи импульса превышает это значе­ние. Предположим, что генератор шумов может определить центральную частоту и полосу, которые используются для передачи данных. Допустим также, что мощность помех может быть увеличена за счет уменьшения времени передачи (другими слова­ми, использовать часть 0 < р < 1 полного времени передачи). Тогда в течение исполь­зуемого времени спектральная плотность мощности постановщика возрастет до J₀/p, а усредненное по времени значение мощности J будет постоянным (где J = J₀W_Si; W_ss — ширина полосы системы расширенного спектра).

Определение вероятности битовой ошибки для системы BPSK с когерентной де­модуляцией и без канального кодирования было представлено в уравнении (12.45):

Однополосная спектральная плотность мощности шума N₀ представляет тепловой шум на входе приемника. Из-за преднамеренных помех это значение возрастает до (N₀ + Jo/p). Поскольку время передачи помех характеризуется коэффициентом р, сред­няя вероятность битовой ошибки равна

(12.52)

При наличии преднамеренных помех значением N₀ можно пренебречь. Тогда выраже­ние для Р_в примет следующий вид:

(12.53)

Очевидно, что для генератора помех необходимо выбрать такое значение р, при кото­ром Р_в будет максимальным. На рис. 12.30 представлены кривые Р_в для разных значе­ний р. Аналогично созданию узкополосных помех, значение р = р₀, при котором Р_в максимально, уменьшается по мере увеличения E_b/J₀. Продифференцировав уравне­ние (12.53), получим следующее:

О —\^ь М0 Л)

Р° — 1 £

  Еь/Jo (ДБ) Рис. 12.30. Постановщик импульсных помех (подавление сигнала DS/BPSK). (Перепечатано с разрешения издателя, Computer Science Press, Inc., 1803 Research Blvd., Rockville, Md. 20850 USA, из работы Simon M K., Omura J. K., Scholtz R. A. and Levitt В. K., Spread Spectrum Communications, Vol. 1, Fig. 3.7, p. 150 © 1985.,)

Следовательно, максимальная вероятность битовой ошибки равна следующему:

' 0,083 E_h

для —— > 0,709 Jo

(^рв)_в

для -2- <0,709 J П

использования кодирования (см. раздел 12.6.3). В обоих случаях эффективное подав­ление сигнала достигается с помощью концентрации мощности генератора помех для “глушения” определенной части переданных символов. Кодирование с прямым ис­правлением ошибок и использованием чередования может практически полностью восстановить исходное качество сигнала [8, 23-25, 28].

12.6.6. Создание ретрансляционных помех

Вернемся к примерам 12.2 и 12.3, в которых рассматривался уровень устойчивости сис­темы расширенного спектра со скачкообразной перестройкой частоты к широкополос­ному гауссову шуму. При определении уровня устойчивости не учитывалась скорость перестройки частоты. Интуитивно можно предположить, что чем чаще происходят скач­ки частот, тем проще “скрыть” сигнал от преднамеренных помех. Ведь если скорость изменения частоты не влияет на чувствительность к помехам, то почему же не приме­няются системы, в которых частота меняется один раз в день или раз в неделю? Ответ на этот вопрос скрывается в исходных предположениях, которые мы приняли в начале рассмотрения. В ходе вычисления коэффициента расширения спектра сигнала G_p пред­полагалось, что генератор помех не может предугадать положение сигнала в любой мо­мент времени, имея в то же время информацию о ширине полосы расширенного спек­тра Vy_ss. Считалось, что скорость перестройки частоты достаточно велика, так что генера­тор помех не успевает проследить за процессом передачи и, соответственно, изменить свою тактику. При каких условиях это предположение может быть неверным? Кроме уже рассмотренных, существуют “интеллектуальные” постановщики помех, так назы­ваемые постановщики ретрансляционных помех (repeat-back jammer), способные просле­дить процесс передачи сигнала, что, как правило, делается с помощью бокового луча передающей антенны. Такие генераторы характеризуются высокой скоростью обработки сигнала, а также способностью приема сигналов в широкой области спектра. Это позво­ляет сконцентрировать мощность помех в непосредственной близости от сигнала систе­мы FH/FSK. Преимущество постановщика помех такого типа перед широкополосным очевидно, поскольку помехи могут быть сконцентрированы в той полосе диапазона, ко­торая используется для связи в каждый момент времени. Следует отметить, что такой метод подавления сигнала эффективен только по отношению к системам расширенного спектра со скачкообразной перестройкой частоты, поскольку в системах, использующих метод прямой последовательности, не существует мгновенного узкополосного сигнала, который можно было бы запеленговать.

Каким образом можно уменьшить негативное влияние постановщика ретрансля­ционных помех? Одним из возможных путей может быть увеличение скорости пере­стройки частоты до такой степени, чтобы в течение времени, нужного генератору по­мех для обработки полученного сигнала и создания помех, система перестраивалась на новую частоту. Естественно, в таком случае помехи не смогут повлиять на качество связи. Более подробно данный метод рассматривается в приведенном ниже примере.

Пример 12.4. Защита от постановщика ретрансляционных помех с помощью быстрой перестройки частоты

Предположим, что постановщик ретрансляционных помех расположен на расстоянии d = 30 км от наземной станции связи и способен детектировать любой сигнал, передаваемый на спутник, который находится на небольшом расстоянии от обеих станций (рис. 12.31). На­сколько быстро должна изменяться частота, используемая для передачи сигнала, чтобы из­бежать подавления сеанса связи? Допустим, что перестройка постановщика помех на вы-

Решение

Чтобы сигнал связи и помехи передавались в разное время, для интервала между двумя

скачками частоты должно выполняться следующее условие:

d Зх10⁴м _.л-4 Thop ^ - = „ ' ₈; = ^{10 с}. с 3x10 м/с

где с — скорость света. Тогда /?_Ьо_Р ^ 10 ООО скачков/с.

12.6.7. Система BLADES

Еще одна схема, позволяющая избежать подавления сигнала постановщиком ретранс­ляционных помех, была создана в середине 1950-х годов и получила название BLADES (Buffalo Laboratories Application of Digitally Exact Spectra). Перед переда­чей каждого бита генератор кода выбирает две частоты. Окончательный выбор час­тоты, которая будет использоваться, выполняется в зависимости от значения бита. На рис. 12.32 представлен типичный поток данных, состоящий из двоичных нулей и единиц, называемых паузами и метками. На рисунке также изображена последова­тельность пар частот (Д и /,', /₂ и /₂' и т.д.). Для передачи метки выбирается частота /, для паузы — f. Как видно из рисунка, поток данных преобразуется в последователь­ность тоновых сигналов//,/₂,//,/₄',/₅,.... В чем же преимущество такого метода пе­редачи данных при постановке ретрансляционных помех? Постановщик помех детек­тирует передачу битов и создает помехи в спектральной области, близкой к частоте сигнала. Модуляция данных системой BLADES не имеет структуры в обычном пони­мании этого слова: с равной вероятностью сигнал может или присутствовать, или от­сутствовать на определенной частоте. Поэтому помехи, создаваемые в спектральной области, близкой к частоте сигнала, не влияют на структуру данных. При некогерент­

ной системе связи помехи только усиливают сигнал связи. Единственной возможно­стью для подавления связи остается создание широкополосных помех во всей области расширенного спектра.

Единичная амплитуда

(метка)----------------------

Нулевая амплитуда (пауза)

Метки и паузы, генерируемые независимыми синтезаторами, и псевдошумовые коды

И ft '4 '5 '6 П '8 '9 '10 '11 '12 '13 Сигналы "метка" --------------- ЦДО W~W W W^-WM/lf

f\ f'z f\3 ^4 f's f'e f? f'.8 f'9 f'10 f' 11 f 12 f' 13 Сигналы "пауза" —Щ Щ-Щ W W W—

Рис. 12.32. Система BLADES

Следует отметить, что для передачи бита данных достаточно одной частоты. В та­ком случае для передачи двоичной единицы используется псевдослучайная частота, а передача нуля не производится. Приемник использует идентичный генератор кода для отслеживания псевдослучайной последовательности частот. Двоичная единица опре­деляется при наличии сигнала на указанной частоте, двоичный нуль — при его отсут­ствии. Разумеется, данный метод менее устойчив к помехам, чем метод передачи пауз и меток с использованием двух независимо выбранных частот.

12.7. Использование систем связи расширенного спектра в коммерческих целях

---

Дата добавления: 2015-10-28