Результаты расчетов

γ	γ мин	γ макс	n21	U1m, В	U2m, В	L, Гн	Для схемы рис. 6	Lw1, Гн
L1, Гн	L2, Гн

2.4.3. Выбор и расчет трансформатора.

Трансформатор является одним из основных элементов преобразователя, во многом определяющим его энергетические и массо-объемные показатели. Принципиально трансформаторы преобразователей могут быть выполнены на любом магнитопроводе. Следует иметь в виду, что магнитопровод трансфор-матора для преобразователя по схемам рисунков 4,5 должен иметь немагнитный зазор или выполняться из материала не насыщающегося при относительно больших значениях напряженности магнитного поля (магнитодиэлектрика). Однако промышленность выпускает магнитодиэлектрики в ограниченном количестве. Поэтому трансформаторы таких преобразователей целесообразно выполнять на разрезных магнитопроводах. Для трансформаторов же других преобразователей могут с успехом использоваться как разрезные, так и замкнутые магнитопроводы. На частоте преобразования f_n= (25…50) кГц сердечники трансформаторов выполняются из феррита. Из разрезных магнитопроводов наибольшее применение находят броневые сердечники. Основные характеристики некоторых типов таких магнипроводов приведены в табл. П.1 приложения, а тороидальных - в таблице П2 приложения [1], [6].

Расчет трансформатора осуществляется по выражениям, приведенным в

таблице 3.

Порядок расчета трансформатора.

1. Определяем действующее значение токов первичной I₁ и вторичной I₂ обмоток трансформатора.

Для преобразователя, выполненного по схеме рисунка 7, при двухполупериодной схеме выпрямления определяется действующее значение тока каждой из вторичных полуобмоток.

2. По выражению, приведенному в таблице 3, определяем произведение поперечного сечения стержня на поперечное сечение окна S_ст × S_ок.

При этом задаемся:

- коэффициентом заполнения медью окна магнитопровода К_ок = 0,25…0,35;

- приращением магнитной индукции D В на частоте преобразования. Значение D В для схем рисунков 3…6 приведены (для наиболее часто применяемых материалов М2000НМ-1, 2500НМС-1) в таблице 5;

- h - коэффициент полезного действия преобразователя в пределах 0,6…0,8 (меньшее значение КПД соответствует более низкому U₀=5 В выходному напряжению);

- плотностью тока j в обмотках трансформатора по таблице 6. При выходе за пределы таблицы плотность тока принимается равной граничным значениям.

Таблица 5

Схема	рис. 2,3	рис. 4,5	рис. 6	рис. 7
Значение приращения магнитной индукции D В, Тл	При fn = 25 кГц	0,15	0,15	0,3	0,3
При fn = 50 кГц	0,1	0,1	0,2	0,2

Таблица 6

fП/PГ, Гц/Вт
j, А/м^2	2,5х10^+6	3,5х10^+6	4х10^+6	4,5х10^+6	5х10^+6	5,4х10^+6	5,7х10^+6	6х10^+6

Для преобразователей рисунков 2…6 габаритная мощность трансформатора равна: P_Г = U_2m × I₂ ×g_макс (1+h)/(2h).

Для схемы рисунка 7 с двухполупериодным выпрямителем:

3. По известному произведению S_ст × S_ок с помощью таблиц П.1, П.2 приложения или по справочнику [1], [6], выбираем тип магнитопровода и уточняем его параметры.

4. Определяем число витков первичной W₁ и вторичной W₂ обмоток трансформатора.

5. Определяем поперечное сечение провода первичной q₁ и вторичной q₂ обмоток трансформатора.

По таблице П.3 приложения выбираем стандартный провод, имеющий ближайшее большее значение поперечного сечения. Производим пересчет поперечного сечения провода с учетом изоляции (q^'₁; q^'₂). При небольших токах (до 3…5 А) и напряжении обмоток до 500 В рекомендуется применять провод марки ПЭТВ, свыше 500 В – марки ПЭВ-2; при токах более 5 А следует выбирать провода с комбинированной или двойной хлопчатобумажной изоляцией типа ПЭЛШО или ПБД.

Обмоточные провода обозначаются следующим образом: сначала буквами указываются марка провода, определяющая тип изоляции (материал, толщину, термостойкость, пробивное напряжение), а далее цифрами указывается диаметр провода без изоляции в миллиметрах (чистый диаметр проводника), например, ПЭВ-2 0.12 или ПЭЛШО 0.08.

ПЭВ -2 – провод эмалированный с двухслойной изоляцией на основе синтетических лаков;

ПЭТВ – провод эмалированный термостойкий с лаковой изоляцией;

ПНЭТ–имид – рекомендуется для работы при температуре до 240°С, имеет биметаллическую жилу медь-никель и изоляционную пленку на основе полиамидного лака;

ПСК, ПСДК – провод со стекловолокнистой изоляцией и лаковой пропиткой;

ПЭЛШО – провод медный, изолированный эмалью и одним слоем из натурального шелка.

6. По известным значениям q^'₁; q^'₂; W₁; W₂; S_ок необходимо проверить условие размещения обмотки в окне магнитопровода

(q^'₁ W₁ + q^'₂ W₂) / S_ок £ K_ок.

Если данное условие не выполняется, то следует взять больший типоразмер магнитопровода трансформатора и произвести повторный расчет.

7. Для схем рисунков 4, 5 находим суммарную величину немагнитного зазора D l₃:

D l₃ = W₁² × m₀ × S_ст / L_w1,

где m₀ = 4p×10^-7 Гн/м. – магнитная постоянная.

Основные расчетные соотношения элементов силовой части преобразователей приведены в таблице 7.

2.4.4. Порядок расчета элементов силовой части преобразователя

1. Исходя из заданного значения амплитуды пульсации выходного напряжения U_вых.m, определяем требуемое значение выходной емкости С_н.

Выбираем стандартный конденсатор по таблицам П.4., П.5. или П.6. [3] и рисункам П.1…П.4. При этом необходимо выбирать конденсатор так, чтобы

Таблица 7

№ п/п	Параметр	Схемы рис. 2, 3	Схемы рис. 4, 5	Схема рис. 6	Схема рис. 7
	DIL	U0(1–gмин)/(L×fn)	U0(1–gмин)/(fn× × Lw1)	–	U0(1–gмин)/ (L×fn)
	DIL1	–	–	gмин Uвх. макс/ (fn×L1)	–
	DIL2	–	–	U0(1–gмин)/(fn×L2)	–
	CН	U0(1–gмин)/(16 ×L× Uвых.m)	gмакс×I0 макс/(2Uвых.m× fn)	U0(1–gмин)/(16 ×L2× Uвых.m)	U0(1–gмин)/(16 ×L×Uвых.m)
	С1	–	–	Uвх.×I0 макс×gмакс× /(fn×Uвх.мин×DUc1)	–
	С2	–	–	I0 макс×gмакс/(fn× DUc2)	–
	Iк1 макс	(I0 макс+DIL/2) /h	[I0макс/(1–×gмакс)+ DIL1/2]/ h	U0 ×I0 макс /(h×Uвх.мин)+DIL1/2+ (I0 макс+DIL2/2) ×	(I0 макс+DIL/2) × /h Здесь: Iк1 макс = Iк2 макс
	Uкэ1 макс	Uвх.макс(1+W1/Wp), где: W1/Wp= gмакс/(1–gмакс)	Uвх. макс+ U0/	Uвх. макс/(1–gмин)	Uвх. макс
	Рк	I0 макс× ×Uкэ нас×gмакс+0,5fn×Uкэ 1макс×Iк1макс(tвкл.+tвыкл.) + gмакс×Кнас ×Uбэ нас× Iк1макс/h21мин.	Iк1макс×Uкэ нас ×gмакс + 0,5fn×Uкэ 1макс×Iк макс(tвкл.+tвыкл.)+ gмакс×Кнас×Uбэ нас× Iк1макс/(2 h21мин.)
	IVD1 макс	I0 макс+DIL/2	I0 макс/(1–×gмакс) +DIL/2	(U0×I0.макс/(h×Uвх.мин)+ DIL1/2)/ +I0 макс+DIL2/2	–
	UVD1 макс	Uвх. макс×	U0/gмин	Uвх. макс× /(1–gмин)	–
	PVD1	Uпр×I0макс/(1–×gмин) +fn×UVD1 макс×IVD1макс×0,01/fпред	IVD1×Uпр(1–×gмин)+ fn×UVD1макс× IVD1макс×0,01/fпред	–

емкость была больше или равна расчетному значению, номинальное напряжение U_раб. больше или равно 1,5 U₀, а допустимая величина пульсации на частоте преобразования (для схемы рисунка 7 на двойной частоте преобразования) больше U_{вых. m}. В противном случае следует выбирать С_н на большее рабочее напряжение, либо переходить к другому типу конденсатора.

Пример записи: Конденсатор К50-29-16В-68мкф±20%.

Для конденсаторов К50-29 и К50-35 (таблица П.4.) указана амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения в вольтах или процентах от номинального напряжения для частоты 50 Гц. Для других частот она не должна превышать значений, вычисленных по формуле

U_f = U_f50· К,

где U_f50 – амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения на частоте 50 Гц при температуре 40°С;

К – коэффициент снижения амплитуды переменной составляющей пульсирующего напряжения в зависимости от частоты (рисунок П.1).

Для конденсатора К50-53 (таблица П.5.) указан допустимый пульсирующий ток частоты 100 Герц - I (100Гц), который можно пересчитать в напряжение пульсаций такой же частоты:

U(100Гц) = I (100Гц)/(2p·100· С_н).

Зависимость допустимого действующего значения тока от частоты представлена на рисунке П.2. Пульсации напряжения более высокой частоты f находим по формуле:

U_f = K· U(100Гц) · 100/f,

где K = I_f / I (100Гц).

Очевидно, что для выбранного типа конденсатора U_f должно быть больше или равно U_{вых. m.}

Для конденсаторов К53-14 и К53-22 (таблица П.6) указывается амплитуда переменной составляющей напряжения пульсаций, но её зависимость от частоты отличается от рассмотренных ранее и отображается на рисунках П.3.

(К53-14) и П.4 (К53-22).

Для схемы рисунка 6 при определении значения емкостей конденсаторов С1 и С2 следует задаться значениями DU_c1 и DU_c2(DU_c1£0,1U_вх; DU_c2£0,1U₀). Затем по таблицам П.4…П.6. или по справочнику [1], [7] выбираем с учетом вышеизложенных рекомендаций стандартные конденсаторы, при этом следует иметь в виду, что U_{c1 раб} ³ 1,5 U_{вх. макс.}; U_{c2 раб} ³ 1,5 U₀.

2. Определяем приращение тока дросселя (для схемы рисунка 6 DI_L1, DI_L2).

3. По ранее выбранному значению КПД преобразователя определяем значение максимального тока коллектора I_{к1 макс} транзистора VT1 (транзисторов VT1, VT2, для схемы рисунка 7).

4. По выражениям таблицы 7 определяем максимальное значение напряжения на закрытом транзисторе U_{кэ1 макс}. Для схемы рисунка 2 величина

W₁ / W_p находится из соотношения W₁ / W_p = g_макс / (1-g_макс).

5. По вычисленным значениям I_{к1 макс}, U_{кэ1 макс} и заданной частоте преобразования f_n из таблиц П.7, П.8 выбираем тип транзистора [1], [7].

При выборе биполярного транзистора необходимо, чтобы

U_{кэ макс} ³ 1,2U_{кэ1 макс}; I_к ³ I_{к1 макс}; t_сп £ (0,05…0,1) / f_n.

Для выбранного типа биполярного транзистора определяем значения напряжения коллектор-эмиттер в режиме насыщения U_{кэ нас}. Напряжение база-эмиттер насыщения принимаем равным U _{бэ нас} » 0,8 В. Время выключения транзистора t_выкл = t _{рас +} t_сп, где t _рас – время рассасывания неосновных носителей в полупроводниковой структуре, t_сп – время спада. При отсутствии каких -либо данных, принимаем t_сп = t_вкл = t _рас.

При выборе полевого транзистора из таблицы П.8 необходимо, чтобы

U_СИ ³ 1,2 U _{кэ1 макс}; I_{c макс} > I_{к1 макс}.

Для выбранного типа полевого транзистора определяем сопротивление сток-исток в открытом состоянии (R _{си откр}).

6. В случае выбора биполярного транзистора, задавшись коэффициентом насыщения К_нас = 1,2…1,3, определяем по выражению таблицы 7 максимальное значение мощности Р_к, рассеиваемой транзистором. Убеждаемся в возможности использования выбранного транзистора по мощности при заданной температуре окружающей среды из условия Р_{к макс} > 1,2 Р_к. Если последнее неравенство не выполняется, то необходимо предусмотреть параллельное соединение нескольких транзисторов либо выбрать другой тип транзистора.

Для полевого транзистора максимально допустимая мощность определяется выражением

Р_{ст макс} = I²_{с макс} R_{си отр}.

Используя данные таблицы П.8 (Р_макс) проверяем возможность использования по мощности выбранного типа транзистора из условия Р_макс > Р _{ст макс}.

7. На основании выражений таблиц 7 и 8 определяем параметры диодов VD1, VD2: среднее и максимальное значения тока диодов I_{VD1 макс}, I_{VD2 макс}, максимальное обратное напряжение на диодах U_{VD1 макс}, U_{VD2 макс}. Из таблиц П.9, П.10 или справочника [5] выбираем тип диодов VD1, VD2. Находим мощность, рассеиваемую на диодах - P_VD1, P_VD2.

8.Исходя из заданного значения нестабильности выходного напряжения d, определяем требуемый коэффициент передачи в контуре регулирования:

Таблица 8
№ п/п	Параметр	Выходной Выпрямитель	Схемы рис. 2, 3	Схемы рис. 4, 5	Схема рис. 6	Схема рис. 7
	IVD2 макс = IVDB макс	Однополупериодный	I0 макс+DIL/2	–	–	–
Мостовой и двухполупериодный	–	–	–	I0 макс+ DIL/2
	UVD2макс=UVDB макс	Однополупериодный	Uвх. макс×W2/Wp	–	–	–
Мостовой	–	–	–	U0 /gмин
Двухполупериодый	–	–	–	2U0 /gмин
	IПР. CР = IПР.VDB	Однополупериодный	I0 макс/2	I0 макс/2	–	–
Мостовой и двухполупериодный	–	–	–	I0 макс/2
	PVD2 = PVDB	Однополупериодный	Uпр×I0 макс×gмакс+fn×UVD2 макс×IVD2макс× 0,01/fпред	–	–
Мостовой и Двухполупериодный	–	–	–	Uпр×Iпр.ср.+fn×UVD2макс×IVD2макс× 0,01/fпред

2.4.5. Расчет сетевого выпрямителя

1. На основании своего варианта задания выбираем схему сетевого выпрямителя (см. рисунок 8).

2. Находим среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя I_вх = n₂₁×I_{0 макс}×g_макс.

3. По формулам таблицы 9 определяем требуемые параметры вентилей

I_{в ср}, U_{обр и}, f _д.

Таблица 9

Дата добавления: 2015-07-07