Здесь 2θ угол отсечки тока вентиля. Очевидно, с уменьшением пульсации напряжения на конденсаторе , уменьшается угол θ, а среднее значение напряжения

стремится к амплитуде напряжения .

Величина емкости С_ф определяется исходя из уровня пульсаций по приближенной формуле ,

где I_вх - среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя;

f_c - частота питающей сети;

p - число фаз выпрямления (пульсность);

- абсолютный коэффициент пульсаций

напряжения на конденсаторе.

Для расчётов задаются k_а=0,1…0,05. Эти пульсации будут отработаны цепью обратной связи преобразователя и не должны быть большими, чтобы не уменьшать диапазон регулирования по другим дестабилизирующим воздействиям.

При малом внутреннем сопротивлении сети наличие конденсатора в схеме выпрямителя вызывает в момент включения резкий бросок тока заряда i_cmax (см. рисунок 9), который в десятки раз может превышать установившееся значение и привести к выходу из строя выпрямительных диодов. Для ограничения этого тока в схему вводят резистор R_огр.

Сопротивление резистора определяют для наихудшего случая, когда напряжение сети максимально и ограничивают i_cmax на уровне нескольких десятков ампер. Этот ток является ударным током для диодов и его величина должна соответствовать перегрузочной способности диодов при работе на емкость.

Реально R_огр составляет от 3 до 15 Ом для ИВЭП с выходной мощностью 20…200 Вт. При этом средняя мощность, рассеиваемая на резисторе, невелика и лежит в пределах долей ватта. Импульсная же мощность достигает 10…15 Вт. Поэтому во многих случаях используют проволочные резисторы (ПЭВ) или металлопленочные (ОМЛТ, С2-23), но со значительным запасом по мощности. При мощности 300 Вт и более следует предусматривать автоматическое закорачивание R_огр контактами реле или тиристором [1].

2.4. Порядок расчета

2.4.1. Исходные данные

Исходными данными для выбора и расчета схемы являются:

- номинальное значение сетевого напряжения U_ф, В;

- относительное отклонение напряжения питающей сети:

- в сторону повышения а_макс

- в сторону понижения а_мин;

- номинальное значение выходного напряжения U₀, В;

- амплитуда пульсации выходного напряжения U_вых.m, В;

- максимальное и минимальное значения тока нагрузки I_0.макс, I_0.мин., А;

- частота преобразования f_n;

- диапазон температур окружающей среды ˚C;

- максимальная выходная мощность преобразователя P₀=U₀·I_{0 макс.}

2.4.2. Алгоритм выбора схемы преобразователя

1. Определяем максимальную выходную мощность преобразователя

P₀ = U₀·I_{0 макс.}

2. Определяем номинальное U_вх. максимальное и минимальное значения входного напряжения преобразователя:

, , ,

где: k а = (0,05…0,1) – абсолютный коэффициент пульсаций

на выходе сетевого выпрямителя (см. рисунок 9);

(при р = 2,3), (при р = 6).

3. По известным значениям P₀ и U_вх с помощью графика рисунка 10 выбираем схему преобразователя с учетом рекомендаций, приведенных в п.п. 2.2.

Области обозначенные ИЛИ соответствуют равноценному применению обоих типов преобразователей.

Рисунок 10 - График областей предпочтительного применения

различных типов преобразователей

4. Для схем рисунков 4…6 задаемся максимальным значением γ_макс = 0,5. Для схемы рисунка 7 задаемся γ_макс = 2 · tu / T= 0,85… 0,9. Для схем рисунка 2,3 γ_макс = 0,7.

5. С помощью выражений таблицы 3 определяем амплитудные значения э.д.с. первичной U_1m и вторичной U_2m обмоток трансформатора преобразователя в функции напряжения первичной сети U_вх и мощности нагрузки P₀ (для преобразователя рисунка 7 при двухполупериодной схеме выпрямления определяется амплитудное значение э.д.с. вторичной полуобмотки). При этом задаем:

U_{кэ нас.}= (1…2,5) В – напряжение коллектор – эмиттер регулирующего транзистора в режиме насыщения; U_пр.VD = U_пр.VD1 = U_пр.VD2 = (0,6…1) В – падение напряжения на диоде в открытом состоянии; DU₁ @ 0,02U_вх. – падение напряжения на активном сопротивлении первичной W₁ обмотки трансформатора; DU₂ = 0,02U₀ – падение напряжения на активном сопротивлении вторичной W₂ обмотки трансформатора; DU_L= (0,02…0,05)U₀ = DU_L2; DU_L1 = (0,02…0,05)U_вх – падение напряжения на активном сопротивлении дросселя L, L1, L2;

DU_c1=0,1U_вх – величина изменения напряжения на конденсаторе С1 (для схемы рисунка 7) на частоте преобразования.

Таблица 3

№№ п/п

Параметр

Выходной выпрямитель

Схемы рис. 2,3

Схемы рис. 4,5

Схема рис.6

Схема рис. 7

g

-

U0/(Uвх× n21)

U0/(n21 ×Uвх+ U0)

2 U0/ (n21× Uвх)

gмин

-

U0/(Uвх макс× n21)

U0/(n21× Uвх макс+ U0)

2 U0/ (n21× Uвх макс)

I1

Однополупериодный

n21×I0 макс

n21×I0 макс

-

Мостовой и двухполупериодный

-

-

-

n21×I0 макс

I2

Однополупериодный

I0 макс

I0 макс

I0макс

-

Мостовой

-

-

-

I0 макс

Двухполупериодный

-

-

-

0,5×I0 макс

U1m

Однополупериодный

Uвхмин–Uкэнас- DU1

Uвх мин -Uкэнас - DU1

Uвх мин –Uкэнас - DU1 - DUL1

Мостовой и двухполупериодный

-

-

0,5×Uвхмин - DUC1 - Uкэнас - DU1

Продолжение таблицы 3

№№ п/п

Параметр

Выходной выпрямитель

Схемы рис. 2,3

Схемы рис. 4,5

Схема рис.6

Схема рис. 7

U2m

Однополупериодный

-

Мостовой

-

-

-

Двухполупериодный

-

-

-

Sст×Sо

Однополупериодный

-

Мостовой

-

-

-

Двухполупериодный

-

-

-

n21

-

U2m/U1m

W1

-

gмакс×U1m/(Sст×DB×fn)

Окончание таблицы 3

№№ п/п

Параметр

Выходной выпрямитель

Схемы рис. 2,3

Схемы рис. 4,5

Схема рис.6

Схема рис. 7

W2

-

W1×n21

q1

-

I1/j

q2

-

I2/j

Lкр

-

-

-

U0 (1-gмин) / (2fn×I0 мин)

Lкр1

-

-

-

Uвх(1-gмин)/ (2×n21×fn×I0 мин)

-

Lкр2

-

-

-

U0 (1-gмин) / (2fn×I0 мин)

-

LW1кр

-

Uвх×g^2макс/ (2 fn ×n21× I0 мин)

-

-

6. Определяем требуемый коэффициент трансформации n₂₁ трансформатора: n₂₁ = U_2m/U_1m.

7. С помощью выражений таблицы 3 для выбранной схемы преобразователя определяем γ_мин. Если полученное значение γ_мин ³ 0,15, устройство реализуемо. В противном случае следует выбрать другую схему преобразователя, обладающую более широкими пределами регулирования (например, схему рисунка 2 или рисунка 6) и повторить расчет.

8. Определяем критическую индуктивность дросселя L_кр в схемах рисунков 2,3 и рисунка 7, критическую индуктивность L_кр1 и L_кр2 в схеме рисунка 6, а также критическую индуктивность L_w1кр в схеме рисунков 4, 5. Принимаем:

L = L_кр; L₁=L_кр1; L₂=L_кр2; L_w1=L_w1кр.

9. Определяем значение γ. Полученные при выборе преобразователя данные, необходимые для дальнейших расчетов схемы, заносятся в таблицу 4.

Таблица 4

Дата добавления: 2015-07-07