Основы теории принятая статистических решений 1051 86 страница

Пример 15.2. Изменения в системе мобильной связи

Доплеровское расширение f_d = V/Х показывает, что скорость замирания непосредственно за­висит от скорости движения В табл. 15.2 показано доплеровское расширение в зависимости от скорости движения передвижного устройства для несущих частот 900 МГц и 1800 МГц. Вычислите изменение фазы, приходящееся на один символ, для передачи сигнала с модуля­цией QPSK при скорости 24,3 х 10³ символов/с. Предполагается, что несущая частота равна 1800 МГц, а скорость передвижного устройства равна 50 миль/ч (80 км/ч). Повторите вы- _1Ч числения для скорости передвижного устройства, равной 100 миль/ч.,

Решение

Д0/сим вол =

----------------- х 360° =

R_s символ/с

132 Гц

-х360° =

имвол/с

При скорости 100 миль/ч: Д0/символ = 4°/символ

Таким образом, должно быть очевидно, почему MPSK со значением М > 4 обычно не ис­пользуется для передачи информации в среде с многолучевым распространением.

Таблица 15.2. Доплеровское расширение в зависимости от скорости мобильного устройства

миль/ч	Скорость км/ч	Доплеровское расширение (Гц) 900 МГц (К = 33 см)	Доплеровское расширение (Гц) 1800 МГц (X = 16,6 см)

15.5.6. Роль чередования

В разделе 8.2 были описаны различные свойства чередования. Для передачи в среде с многолучевым распространением основным преимуществом чередования является осу­ществление временного разнесения (при использовании совместно с кодированием с коррекцией ошибок). Чем больше интервал времени, в течение которого канальные символы разделены, тем больше шансов, что смежные биты (после восстановления ис­ходного порядка) будут подвержены нескоррелированным проявлениям замирания, та­ким образом, больше шансов достичь эффективного разнесения. На рис. 15.19 показаны преимущества введения интервала времени чередования Гц., большего времени коге­рентности канала Т₀. Система имеет следующие параметры: модуляция DBPSK, декоди­рование согласно мягкой схеме принятия решений, сверточный код со степенью коди­рования 1/2, К=7, канал испытывает медленное релеевское замирание. Должно быть очевидно, что устройство чередования, имеющее наибольшее отношение TjJT₀, будет работать лучше всего (высокая частота появления ошибок при демодуляции ведет к низ­кой частоте появления ошибок декодирования). Это позволяет заключить, что TjJT₀ должно быть каким-нибудь большим числом, скажем 1000 или 10 000. В то же время в системах связи реального времени это невозможно, поскольку характерная временная задержка, связанная с чередованием, была бы чрезмерной. Как описывалось в разде­ле 8.2.1 для блочного чередования, перед передачей первой строки и первого столбца в память должен быть загружен практически весь массив. Подобным образом в приемни­ке перед операцией восстановления массива почти весь он должен быть сохранен. Это приведет к задержке, равной длительности одного блока данных, как в передатчике, так и приемнике. В примере 15.2 показано, что для сотовой системы телефонной связи с несущей частотой 900 МГц отношение TnJT₀, равное 10, приблизительно составляет пре­дел, при котором еще не наблюдается чрезмерной задержки.

Интересно отметить, что чередование не дает никаких преимуществ в отношении многолучевого распространения при отсутствии относительного движения передатчи­ка и приемника (или движения объектов на путях распространения сигналов). Пре­имущества (касающиеся достоверности передачи в системе) обнаруживаются при уве­личении скорости движения. (Не нужно использовать это в качестве оправдания пре­вышения скорости на шоссе.)

  Частота появления ошибок в демодулированных битах Рис. 15.19. Вероятность ошибки для различных отношений времени чередования к времени когерентности

На рис. 15.20, а показаны области, характеризуемые разными функциями замирания {а,}. В области между точками d₀ и d_{ функция замирания равна а_ь между точками d_x и d₂ — Ог и т.д. Пусть точки d, расположены через равное расстояние Ad. На рис. 15.20, б показан автомобиль, движущийся с небольшой скоростью; когда он пе­ремещается на расстояние Ad, его передатчик успевает излучить девять символов. До­пустим, что рабочий интервал устройства чередования — это три символа, так что символы «1-«₉ появляются в произвольном порядке, показанном на рис. 15.20, б. От­метим, что все девять символов испытывают одинаковое замирание а_ь так что после восстановления исходного сигнала мы не обнаружим никакого преимущества чередо­вания. Рассмотрим теперь рис. 15.20, в, на котором автомобиль движется в 3 раза би­

стрее, чем на рис. 15.20, б\ таким образом, когда он переместится на расстояние Ad, его передатчик излучит только три символа. Как и ранее, символы подвержены зами­ранию, характерному для этой области. В результате этого получаем последователь­ность из девяти символов, показанную на рис. 15.20, в. После восстановления исход­ной последовательности из последовательности, показанной на рис. 15.20, в, получаем следующие пары “множитель замирания/символ”: а^, а^, ал, а^₄, a₂s_s, a₃j₆, cqs,, ajs₈, a₃s₉. Можно видеть, что смежные символы искажаются вследствие влияния раз­личных множителей замирания. Таким образом, чередование с временным периодом, слишком малым, чтобы давать хотя бы какие-нибудь преимущества при низких ско­ростях, оправдывает себя при более высоких скоростях.

-Ad-

a₂

do ^1 ^2

а) Зависимость поглощения а, от расстояния

Передающий терминал перемещается из d₀ в d₃

									о	со	(О
<0 В	<0 В	<0 В	<0 В	со В	<0 В	со В	<0 В	со В	% В	3-	% В

do d-t d₂

б) Передача симолов s, после чередования (нескоростная машина)

Э-jSj j 3|S4 j 3|Sy QgSg | 3gS5 j 32^8 ^3^3 j ^3^6 j ^3^9 d₀ d | d₂ d₃ в) Передача символов s, после чередования (скоростная машина)

Рис. 15.20. Преимущества чередования при увеличении скорости радиостанции

На рис. 15.21 также показано, что хотя с увеличением скорости мобильного уст­ройства качество связи и ухудшается (увеличивается скорость замирания), польза от чередования при этом возрастает. На рис. 15.21 представлены результаты эксплуата- ■ ционных испытаний, проведенных на системе CDMA, удовлетворяющей стандарту Interim Specification 95 (IS-95), в канале, состоящем из движущегося устройства и ба­зовой станции [53]. На рисунке показана зависимость отношения E^No, требуемого для поддержания частоты ошибок в кадрах (20 мс данных), равной 1%, от скорости передвижного устройства. Наилучшие характеристики (наименьшее требуемое £j/A/₀) достигаются при низких скоростях от 0 до 20 км/ч. Это область низких скоростей, в которой методы регулирования мощности в системе могут наиболее эффективно ком­пенсировать эффекты медленного замирания; при низких скоростях чередование не приносит какой-либо пользы, и на графике показано сильное ухудшение характери­стик как функция скорости. При скорости порядка 20-60 км/ч крутизна этого ухуд­шения уменьшается. Это область, в которой регулирование мощности в системе уже не позволяет полностью справиться с возрастанием скорости замирания, и в то же

время использование чередования еще не приносит достаточной пользы. На скорости 60 км/ч достоверность передачи для такой системы достигает наихудшего значения. Когда устройство движется более 60 км/ч, контроль мощности уже не позволяет как- либо бороться с замиранием, однако чередование обеспечивает неизменное улучше­ние характеристик при увеличении скорости. Задача устройства чередования, заклю­чающаяся в преобразовании эффектов глубокого замирания (коррелирующие во вре­мени события) в случайные события, упрощается с ростом скорости. Итак, достовер­ность передачи по каналу с замираниями обычно ухудшается с ростом скорости, поскольку возрастает доплеровское расширение или скорость замирания. В то же время использование чередования, которое становится более эффективно при высо­ких скоростях, приводит к ослаблению эффектов ухудшения. Эта тенденция повыше­ния достоверности передачи не может продолжаться бесконечно. В конечном счете производительность системы достигает уровня неустранимых ошибок, показанного на рис. 15.15. Следовательно, если бы измерения, показанные на рис. 15.21, проводились при скоростях, превышающих 200 км/ч, то на графике была бы точка, в которой кри­вая развернулась бы круто вверх, что соответствовало бы ухудшению рабочих характе­ристик, вызванному возрастанием доплеровского эффекта.

6,5   О 20 40 60 80 1 00 120 140 160 180 200 Скорость (км/ч) Рис. 15.21. Типичная зависимость требуемого Еь/Nq от скорости движения. Используется релеевский канал с двумя независимыми путями распространения, частота передачи 850 МГц, частота появления ошибочных кадров 1%

15.6. Краткий обзор ключевых параметров, характеризующих каналы с замираниями

Подытожим условия, которым должна удовлетворять система, чтобы канал не вносил частотно-селективного искажения и искажения, вызванного быстрым замиранием. Объединив выражения (15.22), (15.32) и (15.33), получаем следующее:

fo>W>f_d

или

Т_т ^<'T_S< Tq.

Иными словами, желательно, чтобы полоса когерентности канала превышала скорость передачи сигналов, которая, в свою очередь, должна превышать скорость замирания в канале. Напомним, что если не бороться с искажениями, то /₀ устанавливает верхний предел, a f_d — нижний предел скорости передачи сигнала.

15.6.1. Искажения вследствие быстрого замирания: случай 1

Если условия (15.45) и (15.46) не выполняются, искажения будут происходить до тех пор, пока не будут приняты подходящие меры. Рассмотрим быстрое замирание, при котором скорость передачи сигналов меньше скорости замирания в канале.

fo>W<f_d ■ (15.47)

Борьба с искажениями заключается в использовании одного или нескольких перечис­ленных ниже методов (см. рис. 15.18).

• Выбирается метод модуляции/демодуляции, наиболее устойчивый в условиях быстрого замирания. Это значит, например, что необходимо избегать схем, ко­торые требуют контуров ФАПЧ для восстановления несущей, поскольку бы­строе замирание может не позволить контурам ФАПЧ достичь синхронизации.

• Вводится достаточная избыточность, чтобы скорость передачи символов пре­вышала скорость замирания в канале, но в то же время не превышала ширины полосы когерентности. Тогда канал можно классифицировать как проявляю­щий амплитудное замирание. Однако, как было показано в разделе 15.3.3, даже каналы с амплитудным замиранием будут испытывать частотно-селективное замирание всегда, когда передаточная функция проявляет спектральный нуль вблизи центра полосы сигнала. Поскольку это происходит только иногда, бо­роться с искажением можно путем выбора адекватного кода коррекции ошибок и использования чередования.

• Описанные выше два способа борьбы с искажением могут привести к тому, что демодулятор будет работать возле релеевского предела [19] (см. рис. 15.17). В то же время график зависимости вероятности ошибки от £УМ> может спрямляться (как это показано на рис. 15.15) вследствие частотно-модулированного шума, который является результатом случайного доплеровского расширения. Исполь­зование внутриполосного контрольного тона и контура стабилизации частоты может снизить уровень, при котором характеристика спрямляется.

• Чтобы избежать эффекта дна ошибки вследствие случайного доплеровского расширения, скорость передачи сигналов должна увеличиться до величины, превышающей скорость замирания приблизительно в 100-200 раз [27]. Это один из мотивов разработки мобильных систем связи, работающих в режиме множественного доступа с временным разделением (time-division multiple ac­cess — TDMA).

• Применяется кодирование с коррекцией ошибок и чередование для дополни­тельного улучшения рабочих характеристик системы.

15.6.2. Искажения вследствие частотно-селективного замирания: случай 2

Рассмотрим частотно-селективное замирание, при котором ширина полосы когерент­ности меньше скорости передачи символов, в то время как скорость передачи симво­лов больше доплеровского расширения.

fo<W>f_d (15.48)

Поскольку скорость передачи символов превышает скорость замирания в канале, ис­кажения вследствие быстрого замирания отсутствуют. В то же время необходимо ос­лабить частотно-селективные эффекты. Борьба с искажениями заключается в исполь­зовании одного или нескольких перечисленных ниже методов (см. рис. 15.18).

• Адаптивное выравнивание, расширение спектра (методом прямой последователь­ности или скачкообразной перестройки частоты), OFDM, контрольный сигнал. В европейской системе GSM в каждый временной интервал передачи выводится некоторая контрольная последовательность, помогающая приемнику определить импульсную характеристику канала. Для ослабления частотно-селективных иска­жений применяется эквалайзер Витерби (рассматривается ниже).

• Когда воздействие искажений ослаблено, для приближения к характеристикам канала AWGN можно использовать методы частотного разнесения (а также ко­дирование с коррекцией ошибок и чередование). Для передачи спектра, расши­ренного методом прямой последовательности (direct-sequence spread-spectrum — DS/SS), разнесение может реализоваться посредством использования RAKE- приемника (рассматривается ниже), выполняющего когерентное объединение многолучевых компонентов, которые в противном случае были бы утеряны.

15.6.3. Искажения вследствие быстрого и частотно-селективного замирания: случай 3

Пусть ширина полосы когерентности канала меньше скорости передачи сигналов, ко­торая, в свою очередь, меньше скорости замирания. Это условие математически вы­ражается следующим образом:

fo<W<f_d (15.49)

или

fo<f_d. (15.50)

Очевидно, что канал проявляет как быстрое, так и частотно-селективное замирание. Напомним из уравнений (15.45) и (15.46), что /₀ устанавливает верхний предел, a f_d — нижний предел скорости передачи сигналов. Таким образом, условие (15.50) пред­ставляет собой сложную проектную задачу, поскольку, если не обеспечено подавление искажений, максимально допустимая скорость передачи сигнала будет, собственно го­воря, меньше минимально допустимой скорости передачи сигналов. Борьба с искаже­нием в этом случае выполняется подобно тому, как это рекомендовалось в случае 1.

• Выбирается метод модуляции/демодуляции, наиболее устойчивый в условиях быстрого замирания.

• Для увеличения скорости передачи символов используется избыточность передачи.

• Вводятся какие-либо типы подавления искажений, вызванных частотно­селективным замиранием, подобно описанным в случае 2.

• Когда воздействие искажений было подавлено, вводится какой-либо тип разне­сения (а также кодирование с коррекцией ошибок и чередование) с целью при­ближения к характеристикам канала AWGN.

Пример 15.3. Эквалайзеры и устройства чередования в мобильной связи

Рассмотрим сотовый телефон, который размещен на объекте, движущемся со скоростью 60 миль в час (96 км/ч). Несущая частота равна 900 МГц. С помощью тестового профиля эк­валайзера GSM, показанного на рис. 15.22, определите следующее: а) среднеквадратический разброс задержек О,; б) максимально допустимую ширину полосы сигнала W = l/T_s, при ко­торой не требуется эквалайзер; в) считая, что разброс задержек в канале равен найденному в п. а, какая из следующих систем требует использования эквалайзера: цифровой сотовый стандарт США (United States Digital Cellular Standard — USDC), известный как IS-54 (новая версия — IS-136), глобальная система мобильной связи (Global System for Mobile — GSM), системы CDMA, разработанные согласно IS-95; ширина полос и скорость передачи симво­лов для этих систем равны следующему: USDC — W— 30 кГц, 1/Т, = 24,3 X 10³ символа/с; GSM — W= 200 кГц, 1/7;= 271 X 10³ символа/с; IS-95 - W = 1,25 МГц, 1/7; = 9,6 X 10³ символа/с; г) общую (передатчик плюс приемник) задержку, вносимую устройством че­редования, когда отношение рабочего интервала устройства к времени когерентности TiJTo равно 10 (если общая приемлемая задержка (передатчик плюс приемник) для речи равна 100 мс, можно ли использовать устройство с описанными выше характеристиками для пере­дачи речи?); д) повторите пп. а—г для несущей частоты 1900 МГц.

из

d

I

О

г

№

(Q

х -20

&

0)

J

I О 3,2 6,4 9,6 12,8 16,0 20

<и

о Приведенное время (мкс)

Рис. 15.22. Тестовый профиль эквалайзера GSM

Решение

а) На рис. 15.22 тестовый профиль системы GSM показывает идеализированный компо­нент многолучевого распространения, расположенный через каждые шесть интервалов задержки {х_к} в промежутке от 0 до 16 мкс. Каждый компонент можно обозначить через S(Tji), его среднюю относительную мощность, которая на этом профиле одинакова для всех компонентов (0 дБ). Профиль представляет мнимую многолучевую среду, исполь­зуемую при тестировании перед выравниванием [15]. При таком расположении компо­нентов, как показано на рисунке, средний разброс задержек будет иметь следующий вид:

0 + 3,2 + 6,4 + 9,6 + 12,8 + 16,0

15.6. Коаткий обяпп Knmuemuiv папанотлло

Второй момент разброса задержек т² и среднеквадратический разброс задержек о, имеют следующий вид:

0 + 3,2² + 6,4² + 9,6² +12,8² +16,0² 6

к

и, с помощью уравнения (15.17),

б) С помощью уравнения (15.21) полоса когерентности канала будет определена следую­щим образом:

Таким образом, максимально допустимая полоса пропускания сигнала, при которой не нужно использовать эквалайзер, будет W = 36,4 кГц.

в) Для полос пропускания различных систем, данных в этом примере, очевидно, что ис­пользование эквалайзера в USCD не обязательно, тогда как в GSM он действительно нужен. Относительно систем, которые разрабатывались согласно IS-95, можно сказать следующее: поскольку скорость передачи сигналов или полоса пропускания W, равная

1, 25 МГц, значительно превышает полосу когерентности 36,4 кГц, система проявляет частотно-селективное замирание. В то же время в таких системах с расширением спектра методом прямой последовательности (direct-sequence spread spectrum — DS/SS), W умышленно расширяется с целью превышения /₀ и, следовательно, подавления эффектов частотно-селективного замирания. Необходимость в эквалайзере возникает только тогда, когда проблему представляет межсимвольная интерференция (intersymbol interference — ISI), но ISI не является проблемой, если скорость передачи символов меньше полосы когерентности (или длительность символа больше многолучевого разброса). Следова­тельно, в случае IS-95 эквалайзер не нужен, поскольку скорость передачи 9,6 х 10³ сим­волов/с значительно ниже полосы когерентности. Для разнесения путей применяется описываемый в разделе 15.7.2 RAKE -приемник; на уровне элементарных сигналов его реализация сходна с реализацией эквалайзера.

г) Чтобы определить задержку, вносимую устройством чередования, рассчитаем доплеров­ское расширение и время когерентности с помощью уравнений (15.25) и (15.29).

96км/ч _f ^v ЗбООс/ч ^Jd Л Зх10⁸м/с 9x10® Гц

Исходя из того, что T\JTo = 10, рабочий интервал устройства чередования равен Тц. = 63 мс. Из этого следует, что общая задержка передатчика и приемника равна 126 мс. Для передачи речи это значение несколько превышает приемлемое. В мобиль­ных системах часто применяются устройства с более короткими рабочими интервалами, которые дают односторонние задержки порядка 20-40 мс.

д) Повторяем расчеты для несущей частоты 1900 МГц. На вычисление полосы когерентно­сти смена несущей не оказывает никакого влияния, а вот доплеровское расширение, время когерентности и задержку чередования нужно рассчитывать заново. Итак,

f_d = — = 169 Гц, следовательно, Т₀ ~ — = Змс

* fd

Таким образом, рабочий интервал устройства чередования равен 7н. = 30 мс; это даст общую задержку передатчика и приемника, равную 60 мс, что является приемлемым значением для речевого сигнала.

15.7. Приложения: борьба с эффектами частотно­селективного замирания '

15.7.1. Применение эквалайзера Витерби в системе GSM

На рис. 15.23 показан кадр (длительность 4,615 мс) схемы множественного доступа с временным разделением (time-division multiple access — TDMA) в системе GSM, со­стоящий из 8 слотов (временных интервалов), каждый из которых присвоен активно­му мобильному клиенту. Обычный пакет передачи, занимающий один интервал, со­стоит из 57 бит сообщения, расположенных по обе стороны от 26-битовой последова­тельности, иногда называемой зондирующей (sounding) или настроечной (training). Длительность одного слота составляет 0,577 мс (или скорость передачи равна 1733 слота/с). Задача внутренней контрольной последовательности — помочь прием­нику в адаптивном определении импульсной характеристики канала (за время переда­чи одного слота, т.е. 0,577 мс). Чтобы данный метод был эффективным, характери­стики замирания в канале должны оставаться неизменными в течение времени, при­близительно равного длительности одного слота. Иначе говоря, за время передачи одного слота, пока приемник анализирует искажение контрольного блока, не должно проявиться быстрое замирание; в противном случае компенсация замирания в канале окажется неэффективной. В качестве примера можно взять приемник GSM, находя­щийся на скоростном поезде, который движется с постоянной скоростью 200 км/ч (около 55,56 м/с). Частота несущей 900 МГц (длина волны К = 0,33 м). Из уравнения (15.29) время, соответствующее проходу половины длины волны, равно

Ц------------------------ 4,615 мс--------------------------- «-I

Настроечная последовател ьность

Данные Т Данные

-57 Hl|— 26-^11 И 57

_ Пакет _ 148 бит

„______________ 156,25 бит

0, 577 мс

Рис. 15.23. Кадр TDMA GSM и временной слот, со­держащий нормальный пакет

Как показывает уравнение (15.51), это приблизительно отвечает времени когерентно­сти. Следовательно, время когерентности канала более чем в 5 раз превышает время передачи одного слота (0,577 мс). Время, необходимое для значительного изменения характеристик замирания в канале, относительно велико по сравнению со временем передачи одного слота. Отметим, что выбор, сделанный в системе GSM при подборе времени передачи слота TDMA и контрольного блока, несомненно, был осуществлен при учете необходимости устранения эффектов быстрого замирания, которые могут свести на нет эффективность работы эквалайзера. Скорость передачи символов в стандарте GSM (или скорость передачи битов, если используется двоичная модуля­ция) равна 271 ООО символов/с, а полоса пропускания W составляет 200 кГц. Посколь­ку среднеквадратический разброс задержек о_т в городской местности равен порядка

2 мкс, то, исходя из уравнения (15.21), можно видеть, что результирующая полоса когерентности /₀ будет приблизительно равна 100 кГц. Следовательно, очевидно, что поскольку /₀< W, приемник GSM должен иметь средства для борьбы с частотно­селективным искажением. Как правило, для этого используется эквалайзер Витерби.

  сигнал Рис. 15.24. Применение эквалайзера Витерби в системе GSM

На рис. 15.24 изображена блок-схема приемника GSM для оценки импульсной ха­рактеристики канала. Эта оценка нужна детектору для получения опорных сигналов, согласованных с состоянием канала [54], что будет объяснено ниже. Наконец, для оценки битов сообщения с максимальным правдоподобием используется алгоритм Витерби. Принятый сигнал можно описать через переданный сигнал, свернутый с импульсной характеристикой канала. Обозначим через s„(t) переданную контрольную последовательность, а через r„(t) — соответствующую принятую последовательность.

r_tr(0 = s„(t) * h_c(t) (15.52)

В данном случае означает операцию свертки, причем шумом мы пренебрегаем. В приемнике, поскольку r_tr(?) является частью принятого нормального пакета, она из­влекается и отсылается на фильтр с импульсной характеристикой который со­гласован с s_tr(0- Этот согласованный фильтр выдает оценку h_c(t), обозначаемую как h_e(t), которая, согласно (15.25), записывается следующим образом:

hAt) = r„(t) * h,Jt) = = s„(t) * h_c(t) * hj,t) = = R_s(t) * h_c(t).

Здесь R_s(t) = s„(t) * htJj) — автокорреляционная функция s„(t). Если s„(t) предназначена для получения очень короткой (импульсного типа) автокорреляционной функции /?_s(f)> тогда h_e(t) ~ h,.(t). Далее, при использовании отсекающей функции w(t), h_e(t) усека­ется до функции hjf), которую уже можно обрабатывать численно. Временная дли­тельность w(t), обозначаемая как L„, должна быть достаточно большой для компенса­ции эффектов типичной ISI, введенной каналом. L„ образуется в результате двух вкла­дов, а именно: Lasi, соответствующий управляемой ISI, вызванной гауссовой фильтрацией полосового сигнала (который затем модулирует несущую согласно схеме MSK), и Lc, соответствующий вводимой каналом ISI, которая вызвана многолучевым распространением. Таким образом, L„ можно записать следующим образом:

L„ — Lcisi + L_c.

В системе GSM требуется обеспечить подавление искажений, вызванных дисперсией сигнала, имеющего разброс задержек порядка 15-20 мкс. Поскольку в GSM длитель­ность бита составляет 3,69 мкс, L„ можно выразить в единицах битовых интервалов. Следовательно, эквалайзер Витерби, применяемый в системе GSM, обладает памятью от 4 до 6 битовых интервалов. На каждом интервале Д, бит задача эквалайзера Витер­би состоит в нахождении наиболее правдоподобной последовательности, длиной L₀ бит, среди 2¹° возможных, которые могли быть переданы. Определение наиболее правдоподобной Lo-битовой последовательности, которая могла быть передана, требу­ет создания 2^l° значащих опорных сигналов путем модификации (или искажения) 2^l° идеальных сигналов (генерируемых приемником) таким образом, как канал ис­кажает передаваемый слот. Следовательно, 2 ^L° опорных сигналов сворачиваются с усеченной оценкой импульсной характеристики канала hjt) с целью генерации иска­женных или своего рода подогнанных под канал опорных сигналов. Затем подкоррек­тированные сигналы сравниваются с принятыми информационными сигналами для расчета метрик. Отметим, что перед сравниванием принятые данные сворачиваются с известной усеченной автокорреляционной функцией w(t)R_s(t), преобразовывая ее по­добно опорным сигналам. Такой фильтрованный сигнал сообщения сравнивается с 2^l° возможными подкорректированными опорными сигналами, причем способ полу­чения метрик подобен способу, использованному в алгоритме декодирования Витерби (Viterbi decoding algorithm — VDA). Алгоритм VDA дает максимально правдоподобную оценку переданной последовательности данных [34].

Отметим, что в большинстве методов выравнивания для компенсации неопти­мальных свойств h_c(t) применяются фильтры, т.е. выравнивающие фильтры пытают­ся модифицировать искаженные формы импульсов. В то же время эквалайзер Ви­терби работает иным образом. Он включает измерение h_c(t), а затем предоставляет способ подгонки приемника под среду канала. Целью такой подгонки является по­пытка помочь детектору в оценке искаженной последовательности импульсов. При наличии эквалайзера Витерби искаженные выборки не меняют формы и не ком­пенсируются прямо каким-либо иным методом; приемник не подавляет сигнал, он перестраивается таким образом, что становится способен к более эффективной об­работке искаженных фрагментов.

---

Дата добавления: 2015-10-28