Схемы построения

Общее описание ЦАР

Преимущества ЦАР

1. Цифровая пространственно-временная обработка сигналов, в том числе:

- формирование матрицы приемных лучей,

- подавление активных помех с адаптацией к помеховой обстановке,

- частотно временная обработка сигналов,

- гибкое программное изменение набора сигналов и режимов РЛС,

- минимальные потери при приеме и обработке сигналов в аналоговой части ЦАР.

Схемы построения

Аналоговая система суммирования сигналов приемных каналов элементов АФАР

Формирование суммарного и двух разностных моноимпульсных каналов осуществляется с помощью активной полосково-кабельной системы суммирования СВЧ сигналов (фидерный вариант) или через эфир путем фокусировки СВЧ сигналов с выходов излучателей АФАР со стороны возбуждения в приемный моноимпульсный облучатель (оптический вариант).

Для формирования каналов АКП из состава антенного полотна выделяются четыре подрешетки. Антенна основного приемного канала формируется приемными каналами элементов АФАР за вычетом каналов элементов, отведенных под антенны АКП. Сигналы с выходов моноимпульсных каналов S, D_b, D_e, АКП_{1 – 4} подаются на вход СВЧ приемника.

Состав антенной системы с аналоговой приемной диаграмообразующей схемой приведен на рисунке 1.

		Рис. 2. Состав антенной системы с аналого-цифровой приемной диаграмообразующей схемой.

Цифровая диаграмообразующая схема в ЦАР

Вся АФАР содержит N антенных элементов (АЭ), каждый из которых имеет цифровой выход. Сигналы с выходов АЭ передаются в блок пространственной обработки (БПО), где происходит аналого-цифровое преобразование сигналов, формирование матрицы цифровых приемных лучей АФАР методом дискретного (ДПФ) или быстрого (БПФ) преобразования Фурье, формирование разностных каналов и осуществляется подавление активных шумовых помех. С выхода БПО сигналы сформированных суммарных и разностных каналов поступают в устройство обработки сигналов (УОС).

Схема приемных трактов ЦАР приведена на рисунке 3.

Во входных приемных устройствах (ВПУ) элементов ЦАР производится двойное преобразование частоты принимаемого сигнала на промежуточную частоту f_пр2. (с усилением и фильтрацией в полосовом фильтре) Далее сигналы подаются на входы АЦП, где преобразуются в параллельный двоичный код.. С выходов АЦП цифровые коды поступают на входы линий передачи сигналов в устройство формирования лучей (УФЛ). Указанные линии передачи могут быть выполнены на базе волоконно-оптических линий связи (ВОЛС). В этом случае цифровые сигналы АЭ поступают на входы передающих оптических модулей (ПОМ), где осуществляется преобразование параллельного кода в последовательный, электрооптическое преобразование и передача оптических сигналов в волоконно-оптические кабели. В контейнере в блоке приемных оптических модулей (ПрОМ) производится декодирование принятых оптических сигналов в исходный парралельный двоичный код и передача цифровых массивов в блок пространственной обработки (БПО). В этом же устройстве осуществляется компенсация активных помех. На выходе БПО, в соответствии с заданным режимом, формируются цифровые суммарные и разностные приемные диаграммы направленности АФАР «очищенные» от помех. Сигналы с выходов дн поступают в устройство обработки сигналов (УОС).

		Рис. 3. Схема приемных трактов ЦАР

Формирование квадратур

Одним из факторов, определяющих схемную реализацию аналогового приемного тракта, является способ формирования квадратурных составляющих сигналов. Разложение на квадратуры может осуществляться как в аналоговой части, так и в цифровой.

Разложение на квадратурные составляющие в аналоговой части осуществляется по схеме, приведенной на рис. 4.

Рис. 4. Схема аналогового формирователя квадратур

Известны два способа цифрового формировании квадратурных каналов:

– применение преобразователя Гильберта (ПГ) и перенос спектра сигнала по оси частот на величину f_s /4 с помощью комплексного перемножителя (КП). Схема такого формирователя квадратурных отсчетов сигнала приведена на рис. 5;

– перенос спектра сигнала по оси частот на величину f_s /4 с помощью комплексного перемножителя и низкочастотная фильтрация полученного сигнала. Схема такого формирователя квадратурных отсчетов сигнала показана на рис. 6.

Рис. 5. Схема цифрового формирователя квадратур на основе
преобразователя Гильберта

Рис. 6. Схема цифрового формирователя квадратур на основе
низкочастотной фильтрации

Алгоритмы БПО.

Алгоритмы работы блока пространственной обработки сигнала (БПО) подразделяются на четыре группы:

· Функциональные

· Контрольные

· Вспомогательные

· Интерфейсные

Функциональные алгоритмы обеспечивают главный режим работы– цифровое диаграммообразование, включая подавление активных шумовых помех.

Контрольные алгоритмы подразделяются на непрерывный и тестовый.

Непрерывный контроль действует в течение всего времени, когда устройство работает в главном режиме. Его работа не требует подключения дополнительного оборудования (приборов, стендов и т.п.). Непрерывный контроль осуществляется по части наиболее важных узлов и сигналов устройства, по которым с высокой достоверностью можно судить о его исправном состоянии.

Тестовый контроль осуществляется в сервисном режиме работы устройства. Он предназначен для детального контроля цепей и узлов с помощью вспомогательного оборудования. Данный контроль проводится в соответствии с регламентом и во время ремонта устройства.

Вспомогательные алгоритмы предназначены для проведения приемо-сдаточных испытаний на заводе-изготовителе, а также для юстировки АФАР в составе изделия радиолокатора.

Интерфейсные алгоритмы описывают форматы и протоколы связи с внешними устройствами.

Схематично состав алгоритмов БПО показан на рис.7 (серые прямоугольники обозначают собственно алгоритмы, белые – группы алгоритмов).

Рис.7. Структура алгоритмов БПО

1. Функциональные алгоритмы.

Функциональные (боевые) алгоритмы обеспечивают работу устройства по его основному назначению согласно техническому проекту. Базовым является алгоритм цифрового диаграммообразования. На его основе строятся матрицы «цифровых» лучей а также процедуры помехоподавления.

1.1. Формирование диаграмм направленности

Группа алгоритмов диаграммообразования основана на базовом алгоритме цифрового синтеза ДНА, который определяет основную функцию БПО –цифровое формирование диаграммы направленности ЦАР.

Цифровые диаграммы формируются путем умножения векторов входных сигналов на комплексные весовые коэффициенты.

БПО осуществляет синтез цифровых ДНА, составляющих матрицы цифровых лучей (конфигурации)..

Для каждого входного вектора комплексных амплитуд, отражающего распределение поля принимаемого сигнала по раскрыву антенны в текущий момент времени, вычисляются выходы всех диаграмм. Для этого необходимо вычислить N весовых векторов W путем расчета ДПФ от заданных ДНА (N-число лучей в заданной матрице). Форма диаграмм зависит от ориентации физической ДНА ФАР, особенно вблизи границ сектора сканирования.

Диаграмма направленности прямоугольной решетки (по мощности) описывается выражением

|F(q,j)|²=F²_пр(q,j)F²_р(q,j)

где

F_пр(q,j) - ДН каждой подрешетки (при условии их равенства)

F_пр(q,j) – множитель решетки.

F²_р(q,j)=|S_nS_mw(n,m)exp[j·sinq(md_xcosj+nd_ysinj)×2p/l]|²

где n, m – номера строк и столбцов в решетке (в данном случае – позиции подрешеток),

q,j - углы в сферической системе координат.

Пример рассчитанной ДНА при нулевом отклонении луча приведен на рис. 8.

Рис. 8. ДН неотклоненного луча

При равномерном амплитудном и линейном фазовом распределении поверхность распределения фазы представляет собой плоскость в трехмерном пространстве. Направление луча определяется как направление нормали к этой плоскости. Если главный лепесток ДН направлен в точку с координатами q₀,j₀ то прогрессивный линейный набег фаз вдоль оси X и Y определится по формулам:

D_x=sin(q₀)cos(j₀)d_x2p/l, D_y=sin(q₀)sin(j₀)d_y2p/l,

где d_x и d_y – расстояния между центрами подрешеток (в данном случае они равны).

Направление луча удобнее задавать не в сферической системе координат, а через направляющие косинусы. При этом луч представляется единичным радиус-вектором в пространстве. Направляющие косинусы равны проекциям конца вектора на оси x и y:

Cos(a₀)=sin(q₀) cos(j₀), Cos(b₀)=sin(q₀) sin(j₀).

Линейный набег фаз определится через направляющие косинусы следующим образом:

D_x=cos(a₀)d_x2p/l, D_y= cos(b₀)d_y2p/l.

Задавать направление луча в командах установки режима удобнее так же в значениях направляющих косинусов.

По значениям Δ_x и Δ_y легко рассчитываются компоненты вектора W:

w(n,m)=A_mnexp(-j(nΔ_x + mΔ_y)

A_mn - модуль весового коэффициента.

Несколько диаграмм, расставленных в угловых координатах антенной решетки, образуют конфигурацию (или матрицу) цифровых ДНА.

Пример конфигураций:

· моноимпульс цели (5 лучей)

· моноимпульс ЗУР (5 лучей)

· поисковая матрица ЗУР (10 лучей)

· матрица допоиска цели (32 луча).

«Цифровые» приемные лучи во всех конфигурациях формируются вокруг основного направления, формируемого фазовращателями подрешеток. Центры конфигураций совмещены с центром оси, совпадающей с направлением фазирования. Сечения ДНА на всех конфигурациях представлены по уровню половинной мощности.

Нумерация цифровых диаграмм проводится по расположению лучей в конфигурациях слева направо и сверху вниз.

В конфигурации «Моноимпульс цели» формируются 5 узких приемных лучей, расположенных в следующем порядке, именуемом «розочкой», рис.9:

Рис.9. Конфигурация «Моноимпульс цели»

Лучи разведены на половину их ширины по каждой угловой координате.

Эта конфигурация используется для сопровождения цели. Для обнаружения цели используется только центральный луч розочки.

В конфигурации «Моноимпульс ЗУР» формируются 5 расширенных приемных лучей, расположенных «розочкой», рис. 10:

Рис. 10. Конфигурация «Моноимпульс ЗУР»

Лучи разведены на половину их ширины по каждой угловой координате.

Для формирования круглых лучей используется часть элементов ЦАР и амплитудно-фазовое распределение для расширения луча°.

Эта конфигурация используется при сопровождении ЗУР.

В конфигурации «Поисковая матрица ЗУР» формируются 10 приемных лучей, расширенных приемных лучей, расположенных в порядке, указанном на рис. 11:

Рис. 11. Конфигурация «Поисковая матрица ЗУР»

Эта матрица может использоваться в режиме поиска и захвата ЗУР.

В конфигурации «Поисковая матрица цели» формируются 32 узких приемных луча, расположенных в порядке, указанном на рис. 12. Этот режим может использоваться для быстрого допоиска и захвата цели в средней и ближней зоне.

Рис. 12. Конфигурация «Поисковая матрица цели»

1.2 Помехоподавление.

Алгоритмы помехоподавления направлены на увеличение отношения мощности полезного сигнала к мощности активной шумовой помехи на выходе АФАР. Для этого в БПО используются два алгоритма: метод подстройки весов вспомогательных каналов и метод сдвига диаграммы. Оба метода представлены в двух вариантах. Первый может подстраивать весовые коэффициенты выходов вспомогательных подрешеток или суммировать с подбором весовых коэффициентов выходы цифровых лучей. Второй метод сдвигает диаграмму АФАР в заранее определенную позицию или выбирает наилучший выход из матрицы цифровых диаграмм с фиксированными сдвигами.

Метод подстройки весов позволяет работать с несколькими источниками шумовых помех, но не позволяет подавлять помехи в главном лепестке. Метод сдвига диаграммы предназначен для подавления помех именно в главном лепестке, но может работать только с одним источником помехи.

1.2.1. Метод подстройки весовых коэффициентов.

Для того чтобы АФАР могла эффективно подавлять помехи, источники которых расположены вне главного лепестка ДНА, в ее составе требуется иметь вспомогательные излучатели (работающие на прием). В АФАР ТА110 роль таких излучателей играют 8 вспомогательных подрешеток, выделенных из числа подрешеток антенного полотна, т.е. реализуется схема упрощенной адаптивной решетки, рис. 13. Это снижает требования по производительности БПО в части адаптации, но также снижает и степень подавления помех.

Рис. 13. Упрощенная адаптивная АР.

На этом рисунке изображена схема упрощенной адаптивной ФАР. Прямоугольные элементы подстройки с весами W₁-W₄ предназначены для формирования исходной ДНА. Круглые элементы подстройки с весами W₅-W₇ являются вспомогательными и предназначены для формирования провала в ДНА в направлении на источник помех. Побочным эффектом отстройки от помехи является некоторое смещение максимума главного лепестка и, как следствие, уменьшение уровня полезного сигнала. Однако, отношение сигнал/помеха будет увеличено.

Известно, что в процессе адаптации к помехе, алгоритм подстраивает веса таким образом, что помимо основного лепестка ДН АФАР появляется и дополнительный, формируемый вспомогательными излучателями, направленный на источник помехи. Таким образом, алгоритм производит пространственную селекцию цели и помехи, а результирующая ДНА является разностью основной (без помехи) и вспомогательной ДНА.

Алгоритм подстройки весов максимизирует отношение сигнал/шум+помеха (ОСШП), выраженное функционалом качества

Ф(W)= W ^H AW / W ^H MW

где W – вектор весовых коэффициентов (ВВК);

H - знак эрмитова сопряжения.

A – ковариационная матрица сигнала:

A = α_с² S ^* S ^T = α_с²

где α_с² – мощность полезного сигнала;

S - единичный вектор сигнала, приходящий с направления цели;

s_i – компоненты вектора S, вычисленные для заданного направления цели;

^* - знак комплексного сопряжения;

^T - знак транспонирования.

M – ковариационная матрица помех+шума:

M = X * X ^T =

где X - вектор выходного сигнала АФАР в отсутствие сигнала от цели;

x_i – компоненты вектора X (сигналы подрешеток, содержащие только собственный шум и сигнал непрерывной шумовой помехи).

Компоненты матрицы M являются усредненными по времени произведениями (ковариации сигналов различных подрешеток). Практически для получения ковариационной матрицы сигналов используется процедура усреднения результатов наблюдения произведений компонент сигналов в различных каналах в течение некоторого интервала времени Т по формуле

где N – число измерений (выборок) элементов ковариационной матрицы за интервал наблюдения Т (или объем обучающей выборки);

j – номер выборки.

Эта оценка ковариационной матрицы называется «максимально правдоподобной». От объема обучающей выборки зависит точность оценки матрицы и качество подавления помехи. Временные интервалы между выборками должны браться не менее интервала корреляции шумов.

Определение вектора весовых коэффициентов W, исходя из условия максимума функционала, составляет решение задачи оптимизации соответствующего функционала. Выражение для ВВК, являющегося решением задачи оптимизации соответствующего функционала в зависимости от параметров помеховой обстановки, геометрии и других параметров антенны, называется оптимальным законом подбора ВВК.

Решением задачи с линейным ограничением для функционала ОСШП является оптимальный ВВК, определяемый по формуле:

W _o =μ M ^-1 S *

где μ – масштабный коэффициент

S - единичный вектор сигнала с направления на цель

* - знак комплексно-сопряженной величины.

Вычисление обратной матрицы большого размера является сложной вычислительной задачей, поэтому на практике чаще используются итерационные процедуры подбора ВВК.

Одним из основных итерационных методов оптимального подбора ВВК является градиентный метод оптимизации функционала. В этом методе закон итерационного изменения весов имеет вид:

W (j+1)= W (j) - k (MW -µ S *).

Для вычисления оптимального значения вектора весов W _o можно применить цифровой аналог схемы, реализующей итерационную процедуру поиска оптимального W _o.

Графически, схема для одного канала подстройки весового коэффициента изображена на рис. 14:

Рис. 14. Схема подстройки весового коэффициента

Настройка весов (цикл адаптации) происходит в специально отведенный интервал времени, когда передатчик не излучает и не ожидается прихода отраженных сигналов. Перед приемом отраженного сигнала весовые коэффициенты основных приемных каналов настраиваются в соответствии с заданной ДНА, а весовые коэффициенты вспомогательных каналов остаются такими, какими они стали в цикле адаптации.

Альтернативой является второй вариант метода подстройки весов, в котором в схему подавления помех заводятся не выходы вспомогательных подрешеток, а выходы цифровых лучей. Эти выходы взвешенно суммируются. Метод обладает хорошими показателями подавления помехи вблизи и на краях главного лепестка.

1.2.2. Метод сдвига диаграммы.

Для подавления единственной помехи, источник которой расположен в главном лепестке ДНА АФАР в БПО используется алгоритм сдвига диаграммы. Суть его заключается в том, что диаграмма антенны сдвигается в небольших пределах по угловым координатам таким образом, чтобы ее нулевое значение попало на позицию источника помехи.

Используются две разновидности метода. Первый вариант предусматривает предварительную оценку направления на помеху.

Для определения направления на источник помехи можно усреднить сигналы с выходов элементов ЦАР и определить фазы этих усредненных сигналов. По их значениям определится направление на источник. На рис.15 показана зависимость абсолютного значения разности фаз сигналов соседних подрешеток, расположенных по горизонтали, от направления прихода сигнала (т.е. расположения источника помехи). На графике отмечено положение первого нуля диаграммы (≈0,342º). Значение разности фаз, соответствующее этому нулю, может быть принято за пороговое значение при выборе метода подавления.

Рис. 15. Зависимость разности фаз сигнала, принимаемого в соседних элементах (подрешетках) от угла расположения сигнала (или помехи).

Недостатком первого варианта является необходимость затраты времени на измерение фазы приходящего сигнала помехи. Кроме того, результат измерения также содержит ошибку.

Альтернативой служит второй вариант, в котором используются фиксированные смещения диаграммы. Для этого параллельно формируются около 10 узких приемных лучей - «Матрица смещений», расположенных как показано на рис. 16: Центр матрицы совмещен с центром физического приемного луча. На рисунке точками обозначены позиции лучей, отстоящие от центра на ¼ ширины по каждой координате.

Рис. 16. «Матрица смещений»

Отстройка от помехи осуществляется выбором наилучшего смещения луча (с шагом 1/4 от его ширины). Направление смещения зависит от расположения источника помех относительно цели. За наилучший луч принимается тот, в котором отношение отклика согласованного фильтра к мощности сигнала на его входе выше, чем у остальных лучей (этот выбор производится в УОС). Далее, по команде УК производится переход в режим «Моноимпульс цели» с указанием координат выбранного наилучшего луча.

Метод сдвига диаграммы работает лишь с одним источником помехи.

2. Юстировка ЦАР.

При конструировании любой фазированной антенной решетки одной из проблем является выравнивание электрических длин приемных трактов для формирования правильной диаграммы направленности.

Так как в БПО осуществляется перемножение входных сигналов на комплексные весовые коэффициенты, то имеется возможность с высокой точностью свести тракты по электрической длине, запомнив времена задержек и фазовых сдвигов в энергонезависимой памяти устройства. Эта технология лежит в основе функции юстировки приемных трактов.

Принцип юстировки каналов по длине, фазе и амплитуде заключается в предварительном промере этих характеристик, запоминании их значений в постоянной памяти и расчете поправочных коэффициентов. Понятие длины тракта и фазы сигнала не эквивалентны, т.к. в каналах с различной длиной фазы сигналов могут и совпадать, что достаточно для правильного формирования ДНА. Однако, большая разница хода сигнала в отдельных каналах может привести к потерям при его обработке, поэтому, помимо фазы, следует выравнивать и общую задержку. Различие амплитуд вследствие технологических разбросов усилительно-преобразовательных трактов легко компенсируется умножением на весовой коэффициент.

Схема юстировки приемного тракта ЦАР приведена на рис. 17. Она включает в себя пассивную юстировочную антенну, выдвигаемую на диэлектрической штанге перед полотном ЦАР. Антенна представляет собой выпуклый рефлектор, отражающий маломощный зондирующий сигнал, излучаемый из фазового центра АФАР, обратно на антенное полотно. Излучающими назначаются элементы, расположенные вблизи фазового центра ЦАР.

Рис. 17. Схема юстировки приемного тракта ЦАР

Форма и размеры рефлектора выбираются такими, чтобы обеспечивалась равномерная засветка всего полотна ЦАР отраженным от рефлектора сигналом.

Фазовый сдвиг относительно зондирующего сигнала определяется выражением

где L_Σ – расстояние, пройденное лучом от передающего излучателя до приемного;

λ – длина волны.

Значения Δ j являются расчетными для данного расположения юстировочной антенны (рефлектора). Отклонения от этих значений записываются в энергонезависимую память устройства и вычитаются из аргументов весовых коэффициентов, компенсируя все фазовые набеги в тракте приема.

Дата добавления: 2015-10-28