Студопедия
Случайная страница | ТОМ-1 | ТОМ-2 | ТОМ-3
АвтомобилиАстрономияБиологияГеографияДом и садДругие языкиДругоеИнформатика
ИсторияКультураЛитератураЛогикаМатематикаМедицинаМеталлургияМеханика
ОбразованиеОхрана трудаПедагогикаПолитикаПравоПсихологияРелигияРиторика
СоциологияСпортСтроительствоТехнологияТуризмФизикаФилософияФинансы
ХимияЧерчениеЭкологияЭкономикаЭлектроника

Транзисторний генератор із зовнішнім збудженням в області середніх і високих частот

Читайте также:
  1. III. Фазоинвертор – для повышения чувствительности на нижних частотах.
  2. Автогенератори на приладах з негативним опором. Діодні генератори
  3. Анализ диапазона частот и амплитуд собственных колебаний объекта исследования
  4. Багаточастотна модуляція OFDM
  5. Баланс потужностей в генераторі із зовнішнім збудженням
  6. Визначити чинники розвитку безпосередніх та віддалених негативних наслідків надзвичайної ситуації.
  7. Влияние генотипа на частоту мутаций

 

Еквівалентна схема і параметри біполярного транзистора (БТ). При аналізі процесів в генераторі із зовнішнім збудженням в області середніх і високих частот використовують еквівалентну схему Джіаколетто (мал. 2.1).

 

Мал. 2.1

 

Параметри еквівалентної схеми біполярного транзистора:

rб - опір матеріалу бази,

rк - опір матеріалу колектора,

rе - опір стабілізуючих резисторів емітера,

r β - опір рекомбінації,

Скп і Ска - пасивна і активна ємкості колекторного переходу, що становлять

С = Сдиф + Се - дифузійна і бар’єрна ємкості эмит-терного переходу,

Sп - крутизна по переходу.

В зарядовій моделі , q - заряд неосновних носіїв в базі, τТ - середній час прольоту носіїв через базу.

При включенні транзистора по схемі із загальним емітером (ЗЕ) розрізняють статичний коефіцієнт посилення струму (Ік0 - постійний струм колектора, Іб0 - постійний струм бази) і коефіцієнт посилення струму в динамічне режим (малосигнальний коефіцієнт посилення) (Ік 1 - комплексна амплітуда першої гармоніки колекторного струму, Іб 1 - базового струму). Статичний коефіцієнт посилення струму β0 залежить від колекторного струму ік і напруга ек. Коли ік і ек змінюються в часі, β0 також є функцією часу. Для проведення інженерних розрахунків за величину β0 приймають деяке постійне усереднене значення В, яке визначається таким чином [3]:

При включенні транзистора по схемі із загальною базою (ЗБ) розрізняють статичний коефіцієнт передачі струму (Іе 0 - постійний струм емітера) і коефіцієнт передачі струму в динамічному режимі, вимірюваний при малому сигналі, (Іе 1 - комплексна амплітуда першої гармоніки струму емітера).

Частотні властивості біполярних транзисторів оцінюють граничними частотами, з яких використовуватимемо наступні:

ƒβ - частота, на якій модуль коефіцієнта посилення струму в динамічному режимі зменшується в разів в порівнянні із статичним коефіцієнтом β0;

ƒ Т - гранична частота роботи транзистора, на якій ;

ƒα - частота, на якій модуль коефіцієнта посилення струму в динамічному режимі зменшується в разів в порівнянні із статичним коефіцієнтом α0.

Залежність модуля коефіцієнта посилення струму від частоти має наступний вигляд:

В області високих частот (при ƒ ≥ 3ƒβ) приблизно можна вважати

.

Вольт-амперна характеристика генератора струму. З теорії транзисторів відомий наступний наближений вираз, справедливий для активної області роботи транзистора:

,

де τ Т - середній час прольоту носіїв через базу, ;

qдиф - дифузійний заряд нерівноважних неосновних носіїв, інжектованих з емітера в базу:

,

де q 0 - заряд рівноважних неосновних носіїв в базі, ;

k - постійна Больцмана, qe - заряд електрона (при кімнатній температурі φ Т ≈0,026 В).

Отже:

.

Отриманим виразом є ВАХ генератора струму в недонапруженому і граничному режимах.

Метод заряду. Диференціальне рівняння, що зв’язує базовий струм іб (t) з напругою на переході база-емітер uп (t), відповідно до мал. 2.1 (без урахування впливу прохідної ємкості Ск = Ска + Скп) має наступний вигляд:

. (2.1)

Напруга на переході uп (t) і на базі відносного емітера uбе (t) зв’язані між собою наступним співвідношенням:

uбе (t) = іб (t) rб + uп (t).

Підставляючи сюди вираз (2.1), отримаємо:

. (2.2)

Помноживши чисельник і знаменник першого доданку у формулі (2.1) на С (С = - нелінійна ємкість емітерного переходу, мал. 2.1) і враховуючи, що Cuп (t)= q (t) - заряд, а Cr β = τ β - середній час рекомбінації, отримаємо наступне диференціальне рівняння:

. (2.3)

Рівняння (2.2) і (2.3) вирішують за двох різних умов:

1) при гармонійній вхідній напрузі і

2) при гармонійному вхідному струмі.

Гармонійна вхідна напруга. В цьому випадку напруга на базі ибе = Eб + Uтб cos ωt, де Еб - зсув а Uтб - амплітуда напруги збудження. Вирішуючи рівняння (1.8), отримують вираз для напруги на переході ип (t) і для форми імпульсу колекторного струму iк (t) = Suп (t). Відзначимо, що імпульс колекторного струму, зразок форми якого показана на мал. 2.2, виходить несиметричним. Для симметрирования імпульсів колекторного струму застосовують ланцюги, що коректують.

Апроксимація імпульсів колекторного струму

,

де значення високочастотного кута відсічення

θ вч = θ нч + 0,5 φ др,

причому низькочастотний кут відсічення , а кут дрейфу (у градусах)

;

τ т - момент, відповідний максимальному значенню колекторного струму (графіки для визначення τ т приведені в підручнику [1]).

Основні результати досліджень зводяться до наступних.

1. В області середніх і високих частот виявляється інерційність транзистора, обумовлена кінцевим часом прольоту τ Т носіїв заряду через базу. Хай, наприклад, струм емітера гармонійний: іе = Іе 1cos ωt. Тоді струм колектора

Ік = Ік 1cos ω (t - τ Т) = Ік 1cos(ωtφк)

де φ к = ωτ Т .

Таким чином, фазове зрушення між струмами емітера і колектора залежить від частоти. Появу фазового зрушення φ к викликає збільшення струму бази [3]. Разом з складовою базового струму I β, синфазною з напругою на емітерному переході Uп, з’являється квадратурна складова ІС ємкісного характеру. Таким чином, затримка Ік 1 відносно Іе 1, пов’язана з кінцевим часом прольоту носіїв через базу, еквівалентна дії деякої ємкості, включеної паралельно опору рекомбінації r β. На еквівалентній схемі транзистора це дифузійна ємкість емітерного переходу Сдиф. При відкритому емітерному переході сумісний вплив опору рекомбінації і дифузійній ємкості викликає появу фазового зрушення між напругою на базі ибе (t) і на емітерному переході uп (t), а отже, і відставання струму колектора iк (t) від напруги на базі uбе (t).

Цей вивід справедливий і для першої гармоніки Ік 1 при роботі з відсіченням колекторного струму.

2. Крутизна в області середніх і високих частот стає комплексною:

S = S (ω) ejφs ( ω ) ,

де модуль і фаза комплексної крутизни відповідно рівні:

;

,

причому

.

3. Вхідний опір транзистора стає комплексним. Це приводить до появи фазового зрушення між напругою на базі і першою гармонікою імпульсів базового струму φ б (ω), що, у свою чергу, викликає збільшення потужності збудження: Рвозб = UтбІб 1cosφ б (ω).

4. Коефіцієнт посилення по потужності зменшується із збільшенням робочої частоти.

5. Вихідна провідність транзистора містить як активну, так і реактивну складові, причому реактивна складова повинна компенсуватися у вихідному ланцюзі узгодження.

6. Наявність додаткових високочастотних втрат в транзисторі приводить до збільшення розсіюваної в нім потужності, що враховується збільшенням опору насичення rнасВЧ і, отже, приводить до зменшення коефіцієнта використання колекторної напруги в критичному режимі.

7. В області середніх і високих частот зменшується електронний коефіцієнт корисної дії унаслідок причин, вказаних в попередньому пункті.

Для розрахунку гармонійних струмів, що становлять, і напруги використовують усереднені по першій гармоніці Y-пaрaметри транзисторів[1]. Комплексні амплітуди перших гармонік струму бази Іб 1 і струму на виході Ік 1 пов’язані з амплітудами напруги на вході Uбе 1 і напруга на колекторі Uке таким чином:

Іб 1 = Y 11 Uбе 1+ Y 12 Uке ,

Ік 1 = Y 21 Uбе 1+ Y 22 Uке ,

де

, ,

, ,

, .

Гармонійний вхідний струм. При використанні могутніх біполярних транзисторів їх вхідний опір менший, ніж опір джерела сигналу. Напруга між базою і емітером uбе (t) стає негармонійною через нелінійності вхідного опору під час переходу транзистора з активного стану в стан відсічення і назад (мал. 2.3). Більш відповідною в цьому випадку є модель каскаду з гармонійним вхідним струмом:

іб (t) = Іб 0 + Іб 1cos ωt, (2.4)

де Іб 0 - постійна складова, Іб 1 - амплітуда змінної складової базового струму.


Підставляючи вираз (2.4) в рівняння (2.3) і вирішуючи його, знаходять залежність q (t) і відповідний вираз для форми імпульсів колекторного струму .

Аналіз показує, що при роботі з відсіченням імпульси колекторного струму стають несиметричними. Для усунення перекосів імпульсів використовується додатковий опір Rbon, що підключається між виводами бази і емітера. Величину цього опору розраховують по формулі:

.

Імпульси колекторного струму при цьому близькі до косину-соидальным з кутом відсічення θ, причому фазове зрушення між максимальними значеннями струмів колектора і бази рівне . Відзначимо, що при ω = ωβ це зрушення рівне 45°, φ→90° при ω→ω Т

Є декілька різних методик розрахунку режимів ГВВ при збудженні гармонійним струмом. Одна з них заснована на використанні усереднених по першій гармоніці комплексних Н -параметрів транзистора [1]. Комплексні амплітуди перших гармонік напруги на вході Uбе 1 і струму на виході Ік 1 пов’язані з амплітудами струму бази Іб 1 і напруга на колекторі Uке таким чином:

,

,

де

, ,

, .

Коефіцієнт посилення по потужності в області високих частот для схеми із загальним емітером (ЗЕ). Покажемо, що в області високих частот коефіцієнт посилення по потужності kp змінюється обернено пропорційно до квадрата частоти.

За визначенням

.

Відношення перших гармонік колекторного і базового струмів позначимо через kІ. Тоді

.

В області високих частот . Звідси

. (2.5)

Вважаючи, що відношення від частоти не залежить, отримуєм шукане твердження. Приклад залежності kp від частоти приведений далі в розділі 2.2.

Формулу (2.5) можна використовувати для оцінки kp на деякій певній частоті ƒ, якщо відомі експериментальні параметри ƒ ' і kp':

.

У наслідок зменшення kр підсилювачів потужності на частотах, близьких ƒ Т, схема із загальним емітером в діапазоні СВЧ для більшості транзисторів стає неефективною. Кращі результати виходять в схемі із загальною базою (ЗБ).

Схема із загальною базою. На низьких частотах коефіцієнт посилення по потужності kр в схемі ЗБ значно нижче, ніж в схемі ОЕ. Проте на частотах, близьких до граничної частоти ƒ Т, коефіцієнт kр всхемі із загальною базою більше, ніж в схемі із загальним емітером. Пояснюється це таким чином.

У загальному випадку коефіцієнт посилення по потужності можна представити у вигляді твору модулів коефіцієнтів посилення по струму kI і по напрузі kU:

.

 

Мал. 2.4

 

На низьких частотах в схемі ОЕ обидва коефіцієнти kI; і kU великі, тобто посилення по потужності забезпечується за рахунок посилення як струму, так і напруги.

У схемі ЗБ вхідний струм Іе 1 рівний сумі колекторного і базового струмів, значно більше, чим в схемі ОЕ. Коефіцієнт посилення по струму в схемі ЗБ , тобто посилення по потужності визначається посиленням по напрузі.

Зниження kp в схемі ОЕ відбувається не тільки через зменшення коефіцієнта посилення по струму kI ~ 1/ƒ зворотньо пропорційно частоті, але і у великій мірі через негативний зворотній зв’язок, що виникає за рахунок індуктивності емітера Lе. За певних умов [1, стор. 222] коефіцієнт посилення по потужності залежить тільки від частоти, індуктивності емітера і ємкості колектора:

.

Цей результат відповідає загальній теорії зворотного зв’язку, згідно якого коефіцієнт посилення АЕ, охопленого глибокою негативною ОС, майже не залежить від властивостей АЕ, а визначається параметрами елементів зворотного зв’язку. Тому нестабільності всіх параметрів транзистора, окрім Ск і Lе, слабо впливають на kРОЕ.

У схемі ОБ індуктивність бази Lб приводить до збільшення вхідної провідності. На частотах, де ωLбγ 1(π - θ) / ωСе, дійсна частина вхідної провідності стає негативною [3]. Це вказує на можливість виникнення паразитних коливань у вхідному ланцюзі підсилювача потужності. Звідси можна зробити висновок, що в схемі ЗБ індуктивність базового виведення Lб сприяє проходженню частини вихідної потужності у вхідний ланцюг, тобто виникає позитивний зворотний зв’язок.

Корекція частотних характеристик транзистора. Для частотної корекції характеристик транзисторів використовують паралельні і послідовні LCR -ланцюги.

 

2.2 Порядок розрахунку підсилювача потужності на біполярному транзисторі [4, 5, 9]

Задані корисна потужність P 1 і робоча частота. Вибираємо транзистор і починаємо з енергетичного розрахунку колекторного ланцюга. Вибираємо кут відсічення колекторного струму θ, по таблицях знаходимо значення коефіцієнтів Берга α0(θ) і α1(θ). Напругу колекторного живлення приймаємо рівним номінальному для даного транзистора: Ек = Ек ном.


Дата добавления: 2015-09-06; просмотров: 159 | Нарушение авторских прав


Читайте в этой же книге: ВВЕДЕННЯ | Транзисторний генератор із зовнішнім збудженням в режимі з відсіченням колекторного струму | Баланс потужностей в генераторі із зовнішнім збудженням | Динамічні характеристики генератора із зовнішнім збудженням | Режими роботи генератора із зовнішнім збудженням. | Коефіцієнт використання колекторної напруги в критичному режимі | Розрахунок елементів ланцюгів живлення і зсуву | Ланцюги узгодження | Генератори на польових транзисторах | Розрахунок ГВВ на МДП-транзисторах |
<== предыдущая страница | следующая страница ==>
Ключовий режим ГВВ| Енергетичний розрахунок вхідного ланцюга для схеми із загальним емітером.

mybiblioteka.su - 2015-2024 год. (0.018 сек.)