В другому розділі проведено дослідження ТІЕ з метою оцінювання можливості застосування їх для стабілізації середньої ЧМ і лінеаризації МХ. Показано, що при вмиканні індуктивності між базою і

В другому розділі проведено дослідження ТІЕ з метою оцінювання можливості застосування їх для стабілізації середньої ЧМ і лінеаризації МХ. Показано, що при вмиканні індуктивності між базою і колектором транзистора, ввімкненого по схемі зі спільним колектором, її трансформування на вхід можна подати у вигляді добутку на

, (1)

де: - комплексна провідність;

- комплексний коефіцієнт трансформації провідності.

Із (1) видно, що така індуктивність трансформується на вхід у вигляді від’ємної активної складової - та індуктивної провідностей. Це говорить про можливість збільшення добротності індуктивності, що важливо для реалізації високодобротних селективних кіл. З використанням еквівалентної схеми НВЧ транзистора та з урахуванням ефекту затримки носіїв заряду в базі транзистора проведено дослідження залежності активної і реактивної складових певного опору від частоти та режиму роботи. З цією метою використовувались вирази, які описують залежність параметрів фізичної еквівалентної схеми від частоти, режиму роботи та температури. Проведені дослідження показали, що реактивний вхідний опір має індуктивний характер, при цьому з ростом частоти до він зростає, а вище падає, активна складова з ростом частоти повільно зростає і тому фазо-частотна характеристика ТІЕ до буде зростати, а вище буде падати. Наближені розрахунки показали, що добротність досягає максимального значення приблизно на частоті , на частотах від до добротність повільно зменшується. Вище добротність зменшується пропорційно квадрату зменшення відношення , а на частотах нижче зменшується пропорційно відношення .

Дослідження залежності еквівалентного вхідного опору ТІЕ від струму емітера і напруги на колекторі для партії виробів і різних типів транзисторів показало, що має місце закономірність, яка полягає в тому, що реактивний опір з ростом струму емітера зростає, причому при малих струмах він має ємкісний характер, а вище величини порядку 1 мА, він має індуктивний характер, з ростом струму зростає і ця залежність має випуклий характер. Активна складова певного опору ТІЕ при малих струмах з початку зростає, а потім повільно зменшується. З ростом напруги на колекторі реактивна складова опору з початку зростає, досягає деякого максимального зниження, а при подальшому зростанні напруги в значних межах реактивний опір практично не змінюється. Активна складова вхідного опору з початку зростає, при зміні напруги, а потім повільно зменшується. Залежності еквівалентної індуктивності та добротності від струму емітера і напруги на колекторі приведені на рис.1.

Для підвищення добротності еквівалентної індуктивності, як показано вище, необхідно вмикати індуктивність між базою і колектором транзистора або другий транзистор. Залежності повного опору, індуктивності та добротності від частоти для складеного транзистора приведені на рис. 2.

Оскільки в діапазоні високих і надвисоких частот доцільніше використовувати не параметри фізичної еквівалентної схеми, а параметри розсіювання [S], то в роботі отримано вираз для розрахунку повного опору ТІЕ для випадку, коли використовуються S-параметри транзистора як неузгодженого чотириполюсника

, (2)

де – коефіцієнт відбиття від навантаження. Застосовуючи (2), можна розрахувати повний опір ТІЕ, еквівалентну індуктивність і добротність.

Для оцінки впливу дестабілізуючих факторів та виробничо-технолгічних відхилень параметрів компонентів схем проведено дослідження статистичних параметрів ТІЕ. З цією метою визначені ФГЙ вихідних параметрів ТІЕ. При цьому допускалось, що відомі закони розподілу вхідних параметрів і рівняння зв’язку вихідних параметрів з вхідними. Для визначення ФГЙ використовувався метод моментів. При цьому невідому ФГЙ вихідних параметрів представимо у вигляді ряду по деяких поліномах , які на дільниці [ ] відмінні від нуля

(3)

Коефіцієнт С _n ряду (3) будемо розраховувати із умови рівності моментів для вихідних параметрів ТІЕ та розрахованих із ряду (3). Використовуючи це, отримано систему алгебраїчних рівнянь відносно невідомих коефіцієнтів

k =0,1,2,…4, (4)

де – максимальні та мінімальні значення вихідних параметрів ТІЕ.

З використанням цього методу отримано двомірну ФГЙ вихідних параметрів і показано, що вона відповідає нормальному закону. Вираз для ФГЙ вихідних параметрів має вигляд

, (5)

З метою підвищення режимної та температурної стабільності середньої частоти запропоновано для реалізації індуктивності коливального контуру використовувати ТІЕ. Оскільки з ростом напруги між емітером і базою транзистора зростає струм емітера, то це приводить до росту еквівалентної індуктивності. З ростом температури також зростає струм емітера, а відповідно і еквівалентна індуктивність. В той же час з ростом напруги ємність варикапів навпаки падає і з ростом температури також зменшується, оскільки зростає контактна різниця потенціалів. Проведені дослідження показали, що при деяких значеннях напруги на колекторі, яку названо напругою насичення, еквівалентна індуктивність ТІЕ з ростом напруги практично не змінюється, тому пропонується ТІЕ ввімкнути таким чином в коливальний контур, щоб напруга модулюючого сигналу подавалась на колектор транзистора, а напруга живлення, яка визначає робочу точку варікапа, прикладалась між емітером і базою транзистора, що дає можливість компенсувати нестабільність середньої частоти, обумовлену нестабільністю напруги джерела живлення та зміною температури. Отримано вираз для розрахунку частоти генерації

, (6)

, (7)

де: С _в – ємність варікапа, L – індуктивність ТІЕ, – ємність зв’язку, – ємність між колектором і базою транзистора.

Для розрахунку нестабільності частоти враховувались залежність параметрів фізичної еквівалентної схеми транзистора та варікапа від дестабілізуючих факторів. При цьому використовувався метод, який ґрунтується на представленні відхилень параметрів компонентів схеми від номіналів у вигляді генеральної суміші різних партій виробів, в межах кожної із яких залежність параметра, що досліджується, від дестабілізуючого фактору є лінійною. При цьому використовувався метод кусково-лінійної апроксимації.

У відповідності з приведеною методикою проводилися розрахунки нестабільності частоти для випадку, коли в ЧМ як керуючий елемент використовувався варикап і індуктивність, величина якої не залежала від модульованого сигналу. Графік залежності відносної нестабільності частоти від нестабільності напруги джерела живлення приведено на рис. 3 (лінія1).

На цьому ж рисунку приведена така ж залежність для випадку, коли в схему вмикається ТІЕ, на колектор якого подається модулюючий сигнал, а емітер підключається до від’ємного полюсу джерела живлення (лінія 2). При цьому збільшення напруги джерела живлення приводить до збільшення еквівалентної індуктивності ТІЕ. Порівняння цих графіків показує, що введення ТІЕ як індуктивності коливального контуру приводить до зменшення відносної нестабільності приблизно в 1,5 рази.

На рис.4 приведена залежність нестабільності середньої частоти ЧМ від температури для тих же умов. Як видно із графіків, введення ТІЕ дозволяє знизити температурну нестабільність приблизно в 1,6 рази.

Для підвищення лінійності МХ ЧМ пропонується використовувати залежність індуктивності ТІЕ від напруги між емітером і базою транзистора. Оскільки ця залежність є випуклою, а вольт-фарадна характеристика вгнутою, то це дає можливість компенсувати ці нелінійності. Крім того, оскільки з ростом напруги ємність варікапа зменшується, а індуктивність ТІЕ зростає, то це дає можливість додатково збільшити девіацію частоти. Так, якщо використовувати транзистор відповідної полярності, то при подачі позитивної напівхвилі модульованого сигналу зменшується зворотна напруга на варікапі, внаслідок чого частота коливань, що генеруються, зменшується. Якщо такий сигнал поступає в коло емітер-база транзистора n-р-n провідності, то еквівалентна індуктивність зменшується, а частота коливань, що генерується, зростає і навпаки, при подачі від’ємної напівхвилі модульованого сигналу збільшується зворотна напруга на варікапі, що приводить до зменшення ємності варікапа та збільшення частоти коливань, що генеруються. При такій полярності модульованого сигналу напруга між емітером і базою зменшується, що приводить до збільшення еквівалентної індуктивності й зменшенню частоти генерованих коливань. В результаті цього девіація частоти зростає.

Враховуючи, що вольт-фарадна характеристика варікапа є ввігнутою, залежність еквівалентної індуктивності від є випуклою, то це дозволяє підвищити лінійність МХ. Крім цього, лінійність МХ підвищується за рахунок частотної залежності еквівалентної індуктивності, яка на частотах вище має випуклий характер і з ростом частоти зменшується.

Cтруктурна схема частотного модулятора, який реалізує запропонований метод лінеаризації МХ, приведена на рис. 5.

Для спрощення розрахунку МХ запропоновано вирази для апроксимації залежності еквівалентної індуктивності від напруги керування та частоти, які можна записати у такому вигляді

, , (8)

де – індуктивність ТІЕ при напрузі, коли статистичний коефіцієнт досягає максимального значення або емітерний перехід повністю відкритий; b – коефіцієнт, величина якого залежить від напруги на колекторі і в діапазоні зміни модулюючого сигналу при дорівнює приблизно 1; – контактна різниця потенціалів; – коефіцієнт, який враховує вплив напруги між емітером і базою транзистора, а також напругу на колекторі.

Порівняння розрахунків виконаних за виразами (8) з експериментом показує, що розбіжність не перевищує 2%. З використанням цих виразів і рівняння для вольт-фарадної характеристики варікапа отримано вираз для МХ ЧМ

, (9)

де: , – напруга, прикладена між базою і емітером транзистора, – напруга на варикапі, – індуктивність ТІЕ і ємність варікапа при початковій напрузі.

Потрібно відзначити, що в виразі (9) необхідно врахувати залежність індуктивності від частоти, яка визначається у відповідності з виразом (8).

За виразом (9) проведено розрахунок модуляційної характеристики ЧМ для випадку, коли індуктивність не залежить від напруги, прикладеної до варікапа рис.6 (лінія 1), і, коли модулююча напруга подається на варікап і ТІЕ в противофазі (лінія 2).

Аналіз результатів розрахунків показує, що коефіцієнт нелінійності МХ, який визначається, як відношення відхилення допустимої нелінійності МХ до повної зміни частоти, для першого випадку дорівнює 20%, а для другого – 2,4%. При цьому індекс модуляції в першому випадку рівняється приблизно 0,44, а в другому – біля 0,84.

У випадку використання синфазного вмикання варікапа і ТІЕ (лінія 3) нелінійність МХ при малій напрузі на керуючих елементах суттєво зростає, а індекс модуляції зменшується і складає біля 0,13, а коефіцієнт не лінійності МХ становить 6 %.

З використанням (9) отримано вирази для розрахунку коефіцієнтів нелінійних спотворень по 2-й і 3-й гармоніках

(10)

та проведено дослідження їх залежності від амплітуди модулюючого сигналу.

Розглянута можливість використання режиму відсікання вихідного струму для розширення динамічного діапазону та покращення енергетичних показників ЧМ. Таким чином, урахування залежності еквівалентної ТІЕ від миттєвих значень модулюючого сигналу дає можливість підвищити стабільність середньої частоти в 1,5 рази та лінійність модуляційної характеристики на 3 % при значно більшому індексі модуляції.

Дата добавления: 2015-09-29