Трансформаторно-выпрямительный блок(рис1 ) 2 страница

тех пор, пока есть запас энергии фазы 1. В свою очерь в т.0 открывается вентиль 2-ой фазы и ее ток нарастает на интервале т.о, что

i₁+i₂=const. Отриц-м здесь яв-ся искажение формы U. На интервале U₀=0,5(U₁+U₂). В рез-те U0 нес-ко снижается и появляется широкий спектр высших гармоник в выпрям-м напряжении. Внешняя хар-ка выпр-ля – это зав-ть выпр-го напряжения U₀ от выпр-го тока I₀.

Uo=Uoхх-Iо(mw_сLs)/2π- Iо(r_тр+r_тм). Iо(mw_сLs)/2π-падение U на внутр-м индук-м R; Iо(r_тр+r_тм)- падение U на активном R. Хар-ка линейна, падающего характера. Чем больше m число фаз выпр-ля, тем больше ее наклон к оси абсцисс.

17

Работа выпр-ля на емкостную нагрузку

Рис(31). В этом случае к вых выпрям-я подключ-я ФНЧ, начинающийся с емкости. Реактивное R Хс мала для высших гармоник, поэтому они замыкаются через конденсатор и не пропускаются в нагрузку. Для постоянной составл w=0, , те постоянная составл замыкается через Rн. Рассмотрим рис.32 На диаграмме а на участке аb работает 1-ая фаза и открыт D1. В т. b U фазы U_а уменьшается быстрее, чем U на конден-ре Uс. Поэтому на рис31, начиная с момента т b потенциал в т. 2, к-й определяется Uс, более, положителен, чем в т.1 определяется Uа, поэтому D1 закрывается и на участке bс ток через вентиль(D1) не потекает и в нагрузки не попадает. Т.о. при емкостной нагрузке ток в нагрузку поступает не весь интервал времени 2π/m, а только часть этого интервала, к-я определяется углом отсечки .Говорят, что ток протекает с отсечкой и имеет форму несинусоидальных импульсов. Выпрямительное напряжение зависит от . U₀=U_2mcos так же как и выпрям-й ток. I₀=(U2-U0)/r_ф=U_2m/r_ф(coswt-cos ). I₀=U₀/R_н=U_2mфcos /R_н. Все пар-ры выпр-я связаны с углос отсечки, их можно определить по графическим зависимостям через ряд коэф-в А,В,F,Д,Н. Основной коэф-т А . В общем случае коэф-т пульсации К_n1=Н/ r_фС. Для того, чтобы рассчитать пар-ры, ис-т усредненные диаграммы рис32(б,г). Из диаграмм видим:чем больше С, тем больше в нем накапливается энергия на участке а,в и тем медленнее разряжается на нагрузку на участке в,с. Точка С смещается вправо, пульсация выпрямленного U при этом имеет меньшую амплитуду, но в то же время основание импульса тока i₀ уменьшается. Если Rн при этом не изменяется, то и ср. значение тока через нагрузку I0(Iн) измениться не может, а оно определяется площадью импульса тока. Значит, при увеличении С и уменьшении амплитуды импульса ток возрастает. Это накладывает ограничения пар-ов ТВБ. Кроме того, из рис33 видим, что потребляемый ток i₁. Тоже не синус-ый. Для схем 1 его форму можно опред-ть, подняв ось wt для тока i2, так, чтобы площадь полож-го импульса i₁ и отриц-го были реальны рис33.i₁ не может иметь постоян. Составляющую. В общем случае ток i₁ определяется через коэф-т тр-ции i₁=n(i2-i0/m), n=w1/w2. Т.к. амплитуда тока через элементы при емкостной нагрузке вмещен работа на выпрям-я на емкость применяется в слаботочных схемах.

18

Управляемый выпр-ль

Если в любой схеме выпрямителя вместо диода вх теристоры, вых U выпрям-я можно будет регулировать(стабилизировать) Его ВАХ на рис 34.Теристор-полууправ-ый прибор. Он может открываться либо при падаче высокого анодного Uавкл, либо управляющего импульса на доп-ый управляющий вывод. Ис-ся 2-ой способ, т.к. он позволяет регулировать время отпирания тиристора на управ-ий электрод подается короткий импульс, определенной амплитуды, в рез-те чего рабочая точка перемещается от t =0 вправо. В какой-то момент времени R тиритора становиться отриц-ым, а его состояние неустойчивое и рабочая точка быстро перемещается в т. 2. 2-3=рабочий участок, здесь тиристор ведет себя как диод. Затирается тиристор, когда анодное Uа переходит через точку 0, т.е. управлять можно только –включением. Рис 35. Устройство управления выполняет нес-ко ф-ий: следить за управлением Uвых, вырабатывает управ-ие импульсы, распределяет эти импульсы во времени в соответствии с очередностью отрицания тиристора в их выпрямлении, синхронизирует эти импульсы с синусоидой вх U.

19

Фазоимпульсное регулирование

Рассмотрим простейший тиристорный выпр-ль (сх 1 рис 36). При активной нагрузке, если подавать как управляющий электрод тиристора VS управ-ий импульс со сдвигом на угол регулирования α по отношению к Uс, то получим диаграммы рис37. Видим, что к нагрузке прикладывается U не в виде полож-й полуволны, а в виде ее части. Uвых искажено: коме 1-ой гармоники оно содержит широкий спектр высших гармоник. Чем>α, тем < площадь импульса выпрямительного U, а значит и его ср. выпрямленное значение U₀=U_СВН.α можно менять от 0 до π. При α=0 U0-макс, при a=π U0=0. Рис40. Такой способ управ-я тиристором наз-ся фаза-импульсным. Чем >a, тем > коэф-т пульсации. Для его снижения нужен фильтр. Емкостной фильтр нельзя, т.к. заряд конденсатора через открывшийся тиристор может сопровождаться таким большим током, к-й выведет тиристор из строя, поэтому применяются фильтры, начинающиеся с индуктивности.

20

Двухтактный выпр-ль

Рис 38. При поступлении управ-го импульса на тирисор VS1 происходит его вкл с углом отпирания a.Рис 39.На вых выпрям-я т. впередается U полуволны 2-ой обмотки U2. В момент wt=π U2 становиться отриц-м и VS1 должен закрыться, но к этому моменту в дросселе L накоплена энергия, и начиная с момента w_t≥π дроссель начинает отдавать накопленную энергию в нагрузку. Если блокировочного диода нет, то путь тока замыкается по цепи. Т.А, т. Rн ch/ n/ 2-0й обмотки, VS1, т.в. Т.е. ток через тиристор VS1 продолжает протекать. След-но, на вых выпр-ля часть отриц-ой полуволны U2. Ср.значение U0 становиться за счет отрицательного импульса на интервале [π;π+a]. Коэф-т пульсации возрастает. Такой режим не исп-ся.

21

Работа с блокировочным диодом

Если вкл диод блокировочный, то тиристоры VS1,VS2 вык-ся, когда Uа на аноде становиться равным 0(диаграмма3). Ток в индуктивности фильтра не прерывается на интервале [π;π+a], а протекает через блокировочный диод. U на выпрям-и т. в не меняет полярности. Коэф-т пульсации значительно меньше, чем в случае безблокировочного диода. Угол регулирования можно изменять от 0 до π. В то время, как этот диапазон сужается рис40(1). Ср.значение U на выпр-и определяется углом регулирования U₀=(2U₂√2)/π*cosa

U₀=(U₂√2)/π*(1+cosa). Диаграммы тока меняют форму прямоугольного импульса, т.к. выпрям-ль работает на индук-ю нагрузки.

22

Сглаживающие ф-ры, ФНЧ как 4х полюсник

Сглаживающий ф-р предназначен для подавления переменных составляющих выпр-го напряжения, те это ф-р нижних частот (ФНЧ). Типовая частотная хар-ка для LC ф-ра на рис.41. ФНЧ пропускает в нагрузку низкие частоты от постоянной составляющей w₁=0 до w₂(полоса прозрачности)=wс. При w>wс наступает полоса затухания. Для ФВЧ импульсного выпр-ля w_c<0,5w_k, w_k=2πf_c частота коммутации ключа импульсного преобразователя. ФНЧ можно представить как 4хполюсник рис 48. на входе постоянной составляющей U₀₁, u~U_m1 , на выходе постоянной составляющей U_02, U_m2. Эквивалентное сопр Z₂э для LC ф-ра, Z₂ сопр конденсатора для LC ф-ра, Z₁ сопр дросселя. В схеме рис 48 все элементы частотно зависимы. Поэтому коэфф передачи тоже зависит от частоты и представляет собой АЧХ A(w). Для постоянной составляющей коэфф передачи А₀ определяется как отношение напряжения на выходе и на входе. В общем случае 4хполюсник описывается передаточной ф-ей , где -ФЧХ. Передаточную ф-ию можно записать в операторном виде H(p). Для LC ф-ра , , , , где - постоянная времени, - коэфф затухания, собственная частота LC ф-ра, должна быть ниже частоты первой гармоники. Тогда для всех k=1… ф-р представляет собой индуктивное сопр и обладает эффектом сглаживания. Знаменатель передаточной ф-ии H(p) определяет порядок ф-ра. При наличие 1-го реактивного элемента имеем 1 порядок. Чем больше порядок, тем больше реактивных элементов имеет ф-р (L и С). При этом ухудшается условие для обеспечения динамической устойчивости уст-ва, в каждом работает ф-р и обеспечения качества переходных процессов (они возникают при воздействие на уст-ва возмущающее воздействие). Например, в виде скачков U и I при коммутации элементов схемы, входного U,I нагрузки и тд.

23

Осбенности выполения дросселя

Коэфф сглаживания –это основной параметр ФНЧ. Он определяется сглаживанием коэфф пульсаций на входе к коэфф пульсаций на выходе ф-ра. , . По постоянной составляющей , тогда коэфф сглаживания . Т.о фильтрующие св-ва ф-ра ФНЧ определяются его характеристическим полиномом, те знаменателем передаточной ф-ии. Если , то коэфф сглаживания оказывает во сколько раз ф-р должен ослабить 1-ую гармонику переменной составл выпр-го напряжения . Величина известна, если известна схема выпр-ия. Величина задается потребителем. Например: для аналоговых систем норма пульсаций при частотах до 300Гц и составляет 250мВ, а при частотах выше 300Гц – 15мВ. Для цифровых систем устанавливаются нормы на max значение амплитуды пульсаций. Например, 50мВ. Допустимое псофометрическое значение пульсаций обычно 2мВ.

Коэф-т полезного дейсвия

С другой стороны КПД рано . Чтобы увеличить КПД, необходимо снижать Z1, т.е. желательно ис-ть дроссель с малым активным R Rдр. Особенности выполнения дросселя рис42. Дроссель представляет собой феррромаг-й сердечник с намотанной на него обмоткой. На графике маг-х хар-к показано, что при наличии постоянной составляющей тока обмотки рабочая т. смещается в т. О^,. По кривой намаг-ия. ∆Н поадает в об-ть намаг-я сердечника, ∆В уменьшается, след0но умеешь-ся маг-я проницаемость μ. Величина Ддр прямопропорцианольно μ, она снижается, сглаживающиеся действия дросселя ослабевают. Если в сердечнике сделать зазор магнито провода, то рабочая точка будет принадлежать другой хар-ке намаг-я т. О^». ∆В возрастает, μ-возрастает, св-ва дросселя восстанавливаются.

24

Г-образный RC ф-р

Рис 43. здесь выпр-ль работает на емкост-ой нагрузке, поэтому фильтр применяется в слаботочных цепях. Достоинсво фильтров - малые габариты. R фильтра влияет на коэф-т сглаживания. Коэф-т сглаживания зависит от Rф. Чем > Rф тем >Q, но в то же время снижается КПД. , поэтому резистор понижают при расчете Rф выпрямителя.

Г- образный LC ф-р

Рис 44.

Наиболее распрастраненный тип фильтров. Переменное U на его вых U_m2 зависит от падения и на эквивалентном R-Z_2э, к-е состоит из параллельно соединенных Rн и Сф. Чтобы получить U_m2 необходимо, чтобы Х_L было велико для переменной составляющей, а Хс-мало.

, . Коэфф сглаживания определяется как . Значение выбираются из . Сначала определяют из расчета ,а потом определяют и обеспечивают заданное . Кпд ф-ра определяется , где . Характеристическое р-ие имеет 2-й порядок и ф-р представляет собой колебательный контур поэтому возможно возникновение резонанса на частоте пульсаций , где . Условие отсутствия резонанса – собственная частота . Это условие всегда выполняется при >3.

25

Резонансные ф-ры

Рис 45. Он состоит из элементов L₁, С_1. Сглаживающее действие обеспечивается резонансом тока.Собственная частота должна быть =1ой гармоники пульсаций выпр-го напряжения, тогда сопр контура L₁, С₁ пропорционально переменному току на частоте = становится гораздо больше чем если бы был один дроссель. Кроме того это сопр чисто активное , те реактивную энергию этот контур не потребляет. Переменная составл, на к-ю настроен фильтр, почти полностью выделяется на контуре и . Но для высших гармоник контур представляет собой сравнительно малое сопр . Для их подавления параллельно ставят конденсатор ф-ра .

Резонанс напряжения: последовательный резонансный контур L₂, С₂ . Здесь используются резонанс напряжений рис 47. Контур также настраивается на частоту основной гармоники выпр-го напряжения. Сопр контура L₂, С₂ тоже чисто активное , где определяют из условия резонанса , , . учитывает сопр обмотки дросселя, активные потери сердечника дросселя и активное сопр С₂ . Если L₂ возрастает, то тоже возрастает. Но можно повысить если снижать. Поэтому в данном случае катушку без сердечника.

26

Многозвенные ф-ры

Рис 49. Они применяются, когда надо получить высокий - коэф-т сглаживания. Обычно ис-ют Г-образный LC ф-р, причем индуктивности и емкости одинаковые.Коэф-т сглаживания определяется произведением , где n-число звеньев. Если звенья одинаковые, то определятся звена, или для нашего случая . Для выпр-ей малой мощности однозвенного ф-ра , а для мощных . Кол-во звеньев можно определить из условия min суммарных значений L + С. Следует учитывать, с увеличением n, порядок характеристического уравнения возрастает, сложнее обеспечить устойчивость и качество переходных процессов. Поэтому q= 2, но не более 3.

П- образный LC ф-р

Рис50.

Его можно представить как 2х звенный, 1-е звено , а второе . - сопр фазы выпр-ля. Коэфф пульсаций на входе ф-ра определяется схемой выпр-ля, который работает на емкостную нагрузку. Коэфф сглаживания определяется из соотношения , где H-параметр выпр-ля, который определяется графически. Т.к. выпрям-ль работает на емкость, дроссель не имеет min значения индуктивности и этот фильтр ис-ся при малых токах, след-но такой фильтр может быть малогаборитным.

27

Влияние ф-ра на работу источника вторичного питания

1) ФНЧ определяет динамические св-ва ИВП: устойчивость и переходные процессы при возмущающих воздействиях(при подлючении и отключении от сети, ком-ция нагрузки). 2) выходное сопр зависит от частоты, поэтому напряжение на нагрузки тоже может зависеть от частоты. Например, все однотактные усилители звуковой частоты нна Rвнут выпрям-и создается падение напряжения . μ-глубина модуляции, Ω-частота модулирующего U нагрузки. Для нормальной работы ИВ желательно снизить переменную составл надо снизить выпр-ля. 3) при периодических импульсных нагрузках могут возникнуть вынужденные пульсации Iнк. При совпадение частоты переключения нагрузки с собственной частотой ФНЧ. И тогда ток нагрузки выпр-ля содержит сумму гармонических составл . Амплитуда 1-й гармоники пульсаций напряжений . Чтобы снизить надо повысить или шунтировать активным сопр. При этом резонансное сопр ф-ра уменьшается.

28

Оценка качества ТВБ

Полная мощность потребляемая из сети определяется выражением (1), где i₁ первая гармоника тока первичной обмотки, u_{1 –}импульсное напряжение приложенное к 1-й обмотке. С другой стороны имеет соотношение (2) ВА. Где -активная (Вт), - реактивная (ВА), - мощность искажений потребляемое из сети. Это та часть, которая полезно используется в нагрузке, причем Uс – это угол сдвига фаз м/у U1 и 1-ой гармоникоц потребляемого тока I₁₁. При расчете кпд определяется из (4), где определяется потерями на активных сопр фазы тр-ра. Кпд (5) показывает какая часть активной потребляемой мощности явл-ся полезной м используется потребителем. Реактивная составл потребляемой мощности (6) используется для намагничивания индуктивных потребителей измеряется в ВА реактивных (Вт). Она не выполняет полезной работы и циркулирует между источником тока и потребителем. Тр-р выбирается по габаритной мощности (7), которая наз-ся кажущейся, типовая номинальная. Определяется как среднеарифметическая габаритных мощностей всех обмоток (8)и (9). Габаритная мощность тр-ра S₁ и S₂ характеризует его размеры. Действительно число витков в каждой фазе определяет эдс, те U₁ и U₂. Сечение провода определяется током, а размеры сердечника – произведением тока, эдс и число фаз, те мощности передаваемую в нагрузку. Т.о габаритная мощность определяется по действующему значению sin-го U1 и тока основной частоты. Эта мощность > полезной мощности, отдаваемой тр-ом в нагрузку, поэтому ее наз-ют кажущейся. Коэфф использования тр-ра (11) отражает долю активной в общей габаритной мощности тр-ра. -габаритные мощности обмоток тр-ра, чем лучше используется тр-р тем меньше полезная мощность нагрузки. Отличается от габаритной мощности тр-ра и тем больше коэфф использования тр-ра. Реактивная мощность искажений (14) хар-ет разницу между полной потребляемой мощностью и габаритной мощностью тр-ра. Эта разница есть всегда, хотя бы потому что в структуру ТВБ входит существенно не линейный элемент – вентиль, которых находится под воздействием sin-го напряжения. В любом случае потребляемый ТВБ ток всегда будет содержать высшие гармоники.

Параметр (15) показывает какую часть от полной мощности составляет активная. Здесь - условный угол между U₁ и воображаемым током I₁, если он был бы sin-ым. <1 из за наличия намагничивающего тока тр-ра, реактивности нагрузки, реактивного сопр обмоток тр-ра. Коэфф формы тока (16) – тол отношение кажущейся (габаритной) мощности тр-ра к полной потребляемой. Если использовать (15) и умножить числитель знаменатель на величинуSкажущейся, то получим соотношение (17). Очевидно, (18). Т.о коэфф мощности самого ТВБ < чем сети. Действительно, сети не является коэфф мощности тр-ра, а характеризует сдвиг фаз между u₁, а потребляемый ток содержит не только 1-ю, но и высшие гармоники. Чем больше искажена форма тока тем меньше и меньше (19). Если бы потребляемый ток не содержал высших гармоник, то выполнялись бы соот-ия (20). Предприятия платят и за активную и за реактивную составл потребляемой энергии. сети ограничен величиной 0,95. чтобы выполнить это условие предприятие ставит обычные тр-ые подстанции батарею компенсирующих конденсаторов. При этом реактивная энергия емкостного характера компенсирует употребляемую индуктивного характера.

Дата добавления: 2015-08-28