Основы теории принятая статистических решений 1051 87 страница

15.7.2. RAKE-приемник в системах с расширением спектра методом прямой последовательности

Стандарт IS-95 определяет систему сотовой связи DS/SS, в которой для разнесения путей распространения используется RAKE-приемник (RAKE receiver) [35-37]. Дан­ный приемник изучает различные многолучевые задержки на предмет кодовой корре­ляции, потом соответствующим образом восстанавливает задержанные сигналы, кото­рые затем оптимально сочетаются с выходом других независимых корреляторов. На рис. 15.25 показаны профили мощности сигнала, соответствующие пяти передачам элементарных сигналов кодовой последовательности 10 1 1 1, причем моменты на­блюдения обозначены как — для самого раннего наблюдения и t₀— для самого позднего. На осях абсцисс показаны три компонента, поступающих с задержками х_и х_г и х₃. Полагается, что интервалы между моментами передачи t, и интервалы между моментами задержек х, равны по длительности одному элементарному сигналу. Отсю­да можно сделать вывод, что компонент, поступающий на приемник в момент с за­держкой т₃, совпадает по времени с двумя другими компонентами, а именно: посту­пающими в моменты /_₃ и /_₂ с задержками х₂ и т_ь соответственно. Поскольку в этом примере задержанные компоненты разделены, по крайней мере, временем одного элементарного сигнала, то их можно разрешить. В приемнике должен быть блок зон­дирования, предназначенный для оценки времени задержки х,. Следует отметить, что для мобильных наземных систем радиосвязи скорость замирания относительно низка (порядка миллисекунд) или, иначе говоря, когерентность канала довольно высока по сравнению с длительностью элементарного сигнала (Го > r_ch). Таким образом, измене­ния х, проявляются достаточно слабо, чтобы приемник успел подстроиться к ним.

Многолучевое расширение

тз

Ввод Ввод Ввод

элементарных элементарных элементарных *• <)'•

сигнвлов сигналов сигналов в коррелятор 1 в коррелятор 2 в коррелятор 3

Рис. 15.25. Принимаемые элементарные сигналы в трехкомпонентном RAKE- приемнике

После оценки задержек х, для восстановления каждого разрешимого многолучевого компонента используется отдельный коррелятор. В данном примере подразумевается три таких коррелятора, каждый из которых будет обрабатывать запаздывающую версию

Т1
одной и той же последовательности элементарных сигналов 10111. На рис. 15.25 каж­дый коррелятор принимает элементарные сигналы с профилем мощности, представ­ляющим собой последовательность компонентов, расположенную вдоль диагональной линии. Для простоты все элементарные сигналы показаны как положительные сигналь­ные посылки. В действительности эти элементарные сигналы образуют шумоподобную последовательность, которая, конечно, содержит и положительные, и отрицательные импульсы. Каждый из корреляторов пытается скоррелировать эти поступающие элемен­тарные сигналы с таким же соответствующим образом синхронизированным псевдослу­чайным кодом. В конце символьного интервала (как правило, на один символ прихо­дится сотни или даже тысячи элементарных сигналов) выходы корреляторов когерентно объединяются, после чего принимается решение относительно значения принятого сим­вола. На рис. 15.26 показано фазовое вращение компонентов (F,), выполняемое RAKE- приемником для облегчения когерентного объединения сигналов. На уровне элементар­ных сигналов RAKE-приемник подобен эквалайзеру, но его действительная функция заключается в разнесении путей распространения.

Оптимальная когерентная схема включает следующее

• Поворот фазы указателей F,

• Масштабирование согласно интенсивности сигнала

F\ F₂ F3

Рис. 15.26. Когерентное объединение многолучевых вкладов в RAKE-приемнике

Способность систем DS/SS к подавлению помех основывается на том, что кодовая по­следовательность, поступающая на приемник со сдвигом по времени лишь на один эле­ментарный сигнал, будет иметь очень низкую корреляцию с конкретным псевдослучай­ным кодом, с которым коррелировала исходная последовательность. Следовательно, лю­бые кодовые элементарные сигналы, запаздывающие на один или более элементарных интервалов, будут подавляться коррелятором. Задержанные элементарные сигналы всего лишь вносят вклад в возрастание уровня интерференции (корреляционных боковых лепе­стков). Подавление, которое осуществляет RAKE-приемник, можно назвать разнесением путей распространения, так как он осуществляет объединение энергии элементарных сиг­налов, которые поступают по многим путям распространения. Без RAKE-приемника эта энергия была бы потеряна для приемника DS/SS. Если на рис. 15.25 обратить внимание на картину над точкой т₃, можно сделать вывод, что существует интерференция между

элементарными сигналами вследствие одновременного поступления разных компонентов. Эффективность, получаемая в результате расширения спектра, позволяет системе выдер­живать такую интерференцию на уровне элементарных сигналов. Считается, что другой коррекции в стандарте IS-95 не нужно.

15.8. Резюме

В этой главе охарактеризованы основные эффекты, вносящие вклад в замирание в определенных каналах связи. Здесь представлен рис. 15.1, который является путевод­ной нитью при рассмотрении явлений замирания. Описаны два типа замирания, крупно- и мелкомасштабное. Изучены два проявления мелкомасштабного замирания (дисперсия сигнала и скорость замирания). Рассмотрение проводилось с двух точек зрения — частотной и временной. В главе определены две категории ухудшения каче­ства для дисперсии: частотно-селективное и амплитудное замирание. Кроме того, две категории определены для скорости замирания: быстрое и медленное замирание. Ка­тегории ухудшения вследствие мелкомасштабного замирания представлены на рис. 15.7. На рис. 15.8 показаны математические модели, в которых используются корреляционные функции и функции плотности мощности. Эти модели позволяют получить удобное симметричное описание, благодаря которому можно наглядно пред­ставить преобразование Фурье и соотношение дуальности, описывающие явления за­мирания. Здесь также представлены методы борьбы с эффектами каждой из категорий замирания; эти методы показаны на рис. 15.18. В заключение показано применение методов подавления в системах GSM и CDMA, удовлетворяющих стандарту IS-95.

Литература

1. Rappaport Т. S. Wireless Communications. Chapter 3 and 4, Prentice Hall, Upper Saddle River, New Jersey, 1996.

2. Greenwood D. and Hanzo L. Characterization of Mobile Radio Channels. Mobile Radio Communications, edited by R. Steele, Chapter 2, Pentech Press, London, 1994.

3. Lee W. C. Y. Elements of Cellular Mobile Radio Systems. IEEE Trans, on Vehicular Technology, vol. V-35, n. 2, May, 1986, pp. 48-56.

4. Okumura Y., et. al. Field Strength and its Variability in VHF and UHF land Mobil Radio Service. Review of the Elec. Comm. Lab., vol. 16, n. 9 & 10, 1968, pp. 825—873.

5. Hata M. Empirical Formulae for Propagation Loss in Land Mobile Radio Services. IEEE Trans, on Vehicular Technology, vol. VT-29, n. 3, 1980, pp. 317—325.

6. Seidel S. Y. et. al. Path Loss, Scattering and Multipath Delay Statistics in Four European Cities for Digital Cellular and Microcellular Radiotelephone. IEEE Transactions on Vehicular Technogy, vol. 40, n. 4, November, 1991, pp. 721—730.

7. Cox D. C., Murray R. and Norris, A. 800 MHz Attenuation Measured in and around Suburban Houses. AT&T Bell Laboratory Technical Journal, vol. 673, n. 6, July—August, 1984, pp. 921—954.

8. Schilling D. L., et. al. Broadband CDMA for Personal Communications Systems. IEEE Communications Magazine, vol. 29, n. 11, November 1991, pp. 86—93.

9. Andersen J. B., Rappaport T. S., Yoshida S. Propagation Measurements and Models for Wireless Communications Channels. IEEE Communications Magazine, vol. 33, n. 1, January, 1995, pp. 42—49.

10. Proakis J. G. Digital Communications, Chapter 7. McGraw-Hill Book Company, New York, 1983.

11. Schwartz M. Information, Transmission, Modulation, and Noise, Second Edition. McGraw-Hill, New York, 1970.

12. Amoroso F. Investigation of Signal Variance, Bit Error Rates and Pulse Dispersion for DSPN Signaling in a Mobil Dense Scatterer Ray Tracing Model. Int’l Journal of Satellite Communications, vol. 12, 1994, pp. 579-588.

Г пооо k'auanui г* 'ЗЯмиПАЫИАМИ

13. Bello P. A. Characterization of Randomly Time-Variant Linear Channels. IEEE Trans, on Commun. Syst., December, 1963, pp. 360-393

14. Green P. E. Jr. Radar Astronomy Measurement Techniques. MIT Licoln Laboratory, Lexington, Mass., Tech Report No. 282, December, 1962.

15. Pahlavan K. and Levesque A. H. Wireless Information Networks. Chapters 3 and 4. John Wiley and Sons, New York, 1995.

16. Lee W. Y. C. Mobil Cellular Communications. McGraw-Hill Book Co., New York, 1989.

17. Amoroso F. Use of DS/SS Signaling to Mitigate Rayleigh Fading in a Dens Scatterer Environment. IEEE Personal Communications, vol. 3, n. 2, April, 1996, pp. 52—61.

18. Clarke R. H. A Statistical Theory of Mobile radio Reception. Bell System Technical J., vol. 47, n. 6, July—August, 1968, pp. 957—1000.

19. Bogusch, R. L. Digital Communications in Fading Channels: Modulation and Coding. Mission Re­search Corp., Santa Barbara, California, Report no. MRC-R-1043, March, 11, 1987.

20. Amoroso F. The Bandwidth of Digital Data Signals. IEEE Communications Magazine, vol. 18, n. 6, November, 1980, pp. 13—24.

21. Bogusch R. L. et. al. Frequency Selective Propagation Effects on Spread-Spectrum Receiver Tracking. Prceedings of the IEEE, vol. 69, n. 7, July, 1981, pp. 787—796.

22. Jakes W. C. (Ed.) Microwave Mobile Communications. John Wiley & Sons, New York, 1974.

23. Joint Tchnical Committee of Committee T1 R1P1.4 and TIA TR46.33/TR45.4.4 on Wireless Access. “Draft Final Report on RF Channel Characterization,” Paper No. JTC(AIR)/94.01.17-238R4, January, 17, 1994.

24. Bello, P. A. and Nelin, B. D., “The Influence of Fading Spectrum on the Binary Error Probabilities of Incoherent and Differentially Coherent Matched Filter Receivers,” IRE Transactions on Commun. Syst., vol. CS-10, June, 1962, pp. 160—68.

25. Amoroso F. Instantaneous Frequently Effects in a Doppler Scattering Environment. IEEE Entemational Conference on Communications, June, 7—10, 1987, pp. 1458—1466.

26. Fung V., Fappaport T. S. and Thoma B. Bit-Error Simulation for ж/4 DQPSK Mobile Radio Communication Using Two-Ray and Measurement-Base Impulse Response Models. IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 11, n. 3, April, 1993, pp. 393—394.

27. Bateman A. J. and McGeehan J. P. Data Transmission over UHF Fading Mobile Radio Channels. IEEE Proceedings, vol. 131, Pt. F, n. 4, July, 1984, pp. 364-374.

28. Feher K. Wireless Digital Communications, Prentice Hall, Upper Saddle River, New Jersey, 1995.

29. Davarian F., Simon M. and Sumida J. DMSK: A Practical 2400-bps Receiver for the Mobile Satellite Service. Jet Propulsion Laboratory Publication 85-51 (MSAT-X Report No. Ill), June, 15, 1985.

30. Rappaport T. S. Wireless Communicatios. Chapter 6. Prentice Hall, Upper Saddle River, New Jer­sey, 1996.

31. Bogousch R. L., Guigliano F. W. and Knepp D. L. Frequency-Selective Scintillation Effects and Decision Feedback Equalization in High Data-Rate Satellite Links. Proceedings of the IEEE, vol 71, n. 6, June, 1983, pp. 754—767.

32. Qureshi S. U. H. Adaptive Equalization. Proceedings of the IEEE, vol. 73, n. 9, September, 1985, pp. 1340-87.

33. Forney G. D. The Viterbi Algorithm. Proceedings of the IEEE, vol. 61, n. 3, March, 1978, pp. 268—278.

34. Viterbi A. J. "and Omura J. K. Principles of Digital Communication and Coding. McGraw-Hill, New York, 1979.

35. Price R. and Green P. E. Jr. A Communication Technique for Multipath Channels. Proceeding of the IRE, March, 1958, pp. 555—570.

36. Turin G. L. Introduction to Spread-Spectrum Amtimultipath Techniques and their Application to Urban Digital Radio. Proceedings of the IEEE, vol. 68, n. 3, March, 1980, pp. 328—353.

37. Simon М. K., Omura J. K., Scholtz R. A. and Levitt В. K. Spread Spectrum Communications Handbook. McGraw-Hill Book Co., 1994.

38. Birchler M. A. and Jasper S. C. A 64 kbps Digital Land Mobile Radio System Employing M-I6QAM. Proceedings of the 1992 IEEE Int’l. Conference on Selected Topics in Wireless Communications, Vancouver, British Columbia, June, 25—26, 1992, pp. 158-162.

39. Sari H., Karam G. and Jeanclaude I. Transmission Techniques for Digital Terrestrial TV Broadcasting. IEEE Communications Magazine, vol. 33, n. 2, February, 1995, pp. 100—109.

40. Cavers J. K. The Performance of Phase Locked Transparent Tone-in-Band with Symmetric Phase Detection. IEEE Trans, on Commun., vol. 39, n. 9, September, 1991, pp. 1389—1399.

41. Moher M. L. and Lodge J. H. TCMP—A Modulation and Coding Strategy for Rician Fading Channel. IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 7, n. 9, December, 1989, pp. 1347-1355.

42. Harris F. On the Relationship Between Multirate Polyphase FIR Filters and Windowed, Overlapped FFT Processing. Proceedings of the Tweinty Third Annual Asilomar Conference on Signals, Systems, and Computers, Pacific Grove, California, October, 30 to November, 1, 1989, pp. 485—488.

43. Lowdermilk R. W. and Harris F. Design and Performance of Fading Insensitive Orthogonal Frequency

i Division Multiplexing (OFDM) using Polyphase Filtering Techniques. Proceedings of the Thirtieth

Annual Asilomar Comference on Signals, Systems, and Computers, Pacific Grove, California, No­vember, 3—6, 1996.

44. Kavehrad M. and Bodeep G. E. Design and Experimental Results for a Direct Sequence Spread- Spectrum Radio Using Differential Phase-Shift Keying Modulation for Indoor Wireless Communications. IEEE JSAC, vol. SAC-5, n. 5, June, 1987, pp. 815-23.

45. Hess G. C. Land-Mobil Radio System Engineering. Artech House, Boston, 1993.

46. Hagenauer J. and Lutz E. Forward Error Correction Coding for Fading Compensation in Mobile Satellite Channels. IEEE JSAC, vol. SAC-5, n. 2, February, 1987, pp. 215—225.

47. McLane P. I., et al. PSK and DPSK Trellis Codes for Fast Fading, Shadowed Mobile Satellite Communication Channels. IEEE Trans, on Comm., vol. 36, n. 11, November, 1988, pp. 1242—1246.

48. Schlegel C. and Costello D. J. Jr. Bandwidth Efficient Coding for Fading Channels: Code Construction and Performance Analysis. IEEE JSAC, vol. 7, n. 9, December, 1989, pp. 1356—1368.

49. Edbauer F. Performance of Interleaved Trellis-Coded Differential 8-PSK Modulation over Fading Channals. IEEE J. on Selected Areas in Comm., vol. 7, n.9, December, 1989, pp. 1340—1346.

50. Soliman S. and Mokrani K. Performance of Coded Systems over Fading Dispersive Channels. IEEE Trans, on Communications, vol. 40, n. 1, January, 1992, pp. 51—59.

51. Divsalar D. and Pollara, F. Turbo Codes for PCS Applications. Proc. ICC’95, Seattle, Washington, June, 18—22, 1995, pp. 54—59.

52. Simon M. and Alouini M-S. Digital Communications over Fading Channels: A Unified Approach to Performance Analysis. John Wiley, New York, 2000.

53. Padovani R. Reverse Link Performance of IS-95 Based Cellular Systems. IEEE Personal Communications, Third Quarter 1994, pp. 28—34.

54. Hanzo L. and Stefanov J. The Pan-European Digital Cellular Mobile Radio System—Know as GSM. Mobile Radio Communications, edited by R. Steele, Chapter 8, Pentech Press, London, 1992.

Задачи

15.1. Функция плотности вероятности для непрерывной случайной релеевской переменной оп­ределяется формулой (15.15).

а) Найдите выражение для функции распределения, как это описано в разделе 1.5.5.

б) Используйте функцию распределения для определения процента времени, в течение которого уровень сигнала будет на 15 дБ ниже среднеквадратического значения для сигнала, переданного по каналу мобильной радиосвязи, испытывающему релеевское замирание.

в) Повторите п б для уровня сигнала, который на 5 дБ ниже среднеквадратического.

15.2. Сигнал в системе мобильной радиосвязи расширяется во времени. Скорость передачи символов R_s= 20 х 10³ символов/с. Измерения в канале показывают, что средняя избы­точная задержка распространения равна 10 мкс, а второй момент избыточной задержки равен 1,8 х 10~¹⁰ с².

а) Вычислите ширину полосы когерентности f₀, если она определена как интервал час­тот, в пределах которого комплексная передаточная функция имеет корреляцию не меньше 0,9.

ГnoDQ 1 k'auanu о 'аал/ипяммамм

б) Повторите п. а, если fo определена как интервал, имеющий корреляцию не меньше 0,5.

в) Определите, будет ли сигнал подвергаться частотно-селективному замиранию.

15.3. Рассмотрим канал, профиль плотности мощности которого состоит из трех импульсных функций со следующей мощностью и следующим расположением временной задержки: -20 дБ при 0 мкс, 0 дБ при 2 мкс и -10 дБ при 3 мкс.

а) Вычислите среднюю избыточную задержку.

б) Вычислите второй момент избыточной задержки.

в) Вычислите среднеквадратический разброс задержек.

г) Оцените ширину полосы когерентности (соответствующую корреляции не менее 0,9).

д) Вычислите приблизительное значение частоты передачи, если приемник расположен на самолете, движущемся со скоростью 800 км/ч, а время, требуемое для пересечения расстояния, равного половины длины волны, равно 100 мкс.

15.4. Дана система мобильной радиосвязи с несущей частотой /. = 900 МГц и доплеровской частотой fd = 50 Гц. Предполагается, что применяется модель плотного размещения рас­сеивающих элементов.

а) Изобразите график доплеровской плотности спектральной мощности S(v) в интервале f_c±fd (используйте порядка 10 точек).

б) Объясните поведение S(v) на границах.

в) Вычислите время когерентности То, предполагая, что отклик канала на синусоиду дает корреляцию не менее 0,5.

15.5. Для каждой из перечисленных ниже категорий замирания назовите приложение, обычно подпадающее под эту категорию. Дайте количественное обоснование.

а) Частотно-селективное, быстрое замирание.

б) Частотно-селективное, медленное замирание.

в) Амплитудное замирание, быстрое замирание.

г) Амплитудное замирание, медленное замирание.

15.6. а) Как связаны профиль плотности мощности сигнала, характеризующийся среднеквад­

ратической задержкой о,, и доплеровская спектральная плотность мощности, харак­теризующаяся шириной полосы замирания fji

б) Как связаны частотная корреляционная функция, которая характеризуется шириной полосы когерентности/о, и временная корреляционная функция, которая характери­зуется временем когерентности Та!

15.7. Рассмотрим узкополосные системы мобильной связи для применения внутри помещений, которые характеризуются профилем плотности мощности, состоящим из четырех им­пульсных функций со следующей мощностью и следующим расположением временной задержки: 0 дБ при 0 не, -3 дБ при 100 не, -3 дБ при 200 не и -6 дБ при 300 не. Какую максимальную скорость передачи символов может поддерживать такая система без ис­пользования эквалайзера? Для нахождения ширины полосы когерентности воспользуйтесь определением, в котором фигурирует корреляция тонов 0,5.

15.8. Рассмотрим систему мобильной радиосвязи, использующую модуляцию QPSK при скоро­сти передачи 24,3 х 10³ символов/с и несущей частоте 1900 МГц. Какова наибольшая до­пустимая скорость транспортных средств, использующих такую систему, если требуется, чтобы изменения фазы в результате спектрального расширения (доплеровского расшире­ния) не превышали 5°/символ?

15.9. Чтобы чередование'обеспечивало значимое разнесение во времени, эмпирическое прави­ло требует, чтобы рабочий интервал соответствующего устройства Гц. был, по крайней мере, в десять раз больше времени когерентности канала Т₀. Покажите график зависимо­сти 7ц. от частоты (отобразите по три значения частоты: 300 МГц, 3 ГГц и 30 ГГц) для следующих пользователей мобильных телефонов.

а) Пешеход, идущий со скоростью 1 м/с.

б) Скоростной поезд, движущийся со скоростью 50 м/с

в) Если телефон используется для общения в реальном времени, то какая из шести то­чек на графике описывает случай, когда можно достичь значимого разнесения во времени при использовании рабочего интервала устройства чередования, ровно в де­сять раз превышающего То?

г) Какие общие выводы можно сделать?

15.10. Ширина полосы передаваемого сигнала равна 5 кГц, сигнал распространяется по каналу с полосой когерентности 50 кГц. Очевидно, что это один из примеров каналов с ампли­тудным замиранием. Объясните, как такой канал может время от времени подвергаться частотно-селективному замиранию.

15.11. Рассмотрим систему мобильной радиосвязи TDMA с несущей частотой 1900 МГц, кото­рая работает на поездах при скоростях 180 км/ч. Для изучения импульсной характери­стики канала с целью обеспечения выравнивания в передачу каждого пользователя в до­полнение к информационным битам вносятся настроечные биты. Необходимо, чтобы на­строечная последовательность состояла из 20 бит, при этом данное число не должно превышать 20% от общего количества бит, также настроечные биты должны внедряться в данные, по крайней мере, каждые 7У4 с. Предполагая двоичную модуляцию, определите наименьшую скорость передачи, при которой эти требования удовлетворялись бы без бы­строго замирания.

15.12. а) В конце 80-х в Японии была разработана система PHS (Portable Handyphone Sys­

tem — персональная система переносных телефонов). Спецификация PHS задает разнесение несущих, равное 300 кГц. Восприимчив ли этот стандарт к частотно­селективному замиранию в среде, в которой канал обладает среднеквадратическим разбросом задержек порядка 300 не⁹

б) Стандарт телефонов DECT (Digital Enhanced Cordless Telephone —цифровые расши­ренные беспроводные телекоммуникации) был разработан для информационного обмена высокой плотности и ближней связи (внутри помещений). Спецификация DECT задает разнесение несущих, равное 1,728 МГц. Предполагается, что средне­квадратический разброс задержек равен 150 не. Определите, нужно ли включать в схему приемника DECT эквалайзер.

15.13. Рабочий интервал устройства чередования должен, по крайней мере, в 10 раз превышать время когерентности канала, чтобы дать существенное разнесение по времени в мобиль­ной системе радиосвязи. Рассмотрите использование такого устройства при проектирова­нии системы мобильной связи, работающей на частоте 1 ГГц и предназначенной для пе­шеходов, идущих со скоростью 0,5 м/с. Насколько большим должен быть интервал? Под­ходит ли это для системы речевой связи реального времени?

15.14. Какое максимальное отношение рабочего интервала устройства чередования ко времени когерентности TiJTa можно использовать в следующих случаях, если суммарный интер­вал задержки передатчика и приемника необходимо удержать ниже 100 мс.

а) Скорость замирания в канале равна 100 Гц.

б) Скорость замирания в канале равна 1000 Гц.

15.15. Системы мобильной связи сконструированы так, чтобы поддерживать скорость передачи данных, равную 200 Кбит/с, используя при этом модуляцию QPSK и несущую частоту 1900 МГц. Они предназначены для использования в транспортных средствах, которые обычно движутся со скоростью 96 км/ч.

а) Какое изменение фазового угла А0 на символ можно ожидать?

б) Чему будет равно А0 на символ, если скорость передачи уменьшится до 100 Кбит/с?

в) Повторите п. б для скорости 48 км/ч.

г) Сделайте общие выводы для данного случая.

15.16. Среднеквадратический разброс задержек в канале, испытывающем замирание вследствие многолучевого распространения, равен Ох=10мкс, а доплеровское расширение равно fd = 1 Гц. Длительность широкополосного импульса принимается равной T_s= 1 мкс.

а) Чему равна ширина полосы когерентности канала?

б) Чему равно время когерентности канала?

в) Как можно было бы классифицировать канал относительно частотной избирательно­сти и скорости замирания.

г) Как можно было бы изменить длительность импульса (скорость передачи данных), чтобы ослабить эффекты замирания?

15.17. В мобильных системах радиосвязи схема, основанная на фазовой модуляции, чрезвычай­но подвержена фазовым искажениям. Этих искажений можно избежать, если скорость передачи сигнала превышает скорость замирания, по меньшей мере, в 100 раз [27]. Рас­смотрим радиосистему, работающую на несущей частоте 1900 МГц и движущуюся со скоростью 96 км/ч. Какой должна быть наименьшая скорость передачи символа в такой системе, чтобы избежать искажений вследствие быстрого замирания?

15.18. Рассмотрим систему мобильной связи, обладающую кадровой структурой и распределе­нием временных слотов (рис. 315.1).

|-«-------------------- 4 слота/кедр------------------------»-|

Настроечная

последовательность

Данные f I Данные

-*^4(-*— 40 бит—10 бит-‘4^ч— 40 бит—»-|4|-*- бит бит

Рис. 315.1 Формат кадра TDMA

На каждый кадр приходится 4 временных слота; каждому пользователю отводится один слот на кадр. Каждый слот содержит 98 бит, как это показано на рис. 315.1. При передаче сигнала используется модуляция QPSK с несущей частотой 700 МГц. Скорость передачи равна 33,6 х 10³ символов/с, а ширина полосы пропускания равна 47 кГц. Система долж­на нормально функционировать при скоростях до 100 км/ч. Измерения, проводимые в физическом канале, показали, что типичное среднеквадратическое значение разброса за­держек составляет порядка 4 мкс.

а) Будут ли в канале эффекты ухудшения характеристик вследствие быстрого замира­ния, если предположить, что настроечная последовательность позволяет оценить им­пульсную характеристику канала в течение каждого сегмента времени?

б) Будет ли такая конструкция подвергаться ухудшению характеристик вследствие час- тотно-селективного замирания?

15.19. Общая допустимая задержка переданных данных в отдельном канале мобильной радиосвязи ограничена величиной 340 мс. Скорость передачи данных равна.19,2 х 10³ символов/с, данные при этом чередуются с целью разнесения во времени. Задержки, характерные для системы, показаны в табл. 315.1.

Таблица 315.1. Значение задержек в мс

Задержка, Т	Значение (в мс)
Кодер
Модулятор
Канал	0,3
Демодулятор
Декодер	2 X 10^8//dk

Задержка в миллисекундах для декодера дана в виде 2 X 10⁸//_clk, где — тактовая частота декодера. Вычислите минимальную тактовую частоту декодера, требуемую при следую­щих рабочих диапазонах устройства чередования.

а) 100 бит

б) 1000 бит

в) 2850 бит

г) Какие можно сделать выводы относительно поведения тактовой частоты декодера в результате увеличения размера рабочего интервала устройства?

15.20. Рассмотрим систему мобильной связи с ортогональной FDM (OFDM), которая предна­значена для работы в транспортных средствах (со скоростью 80 км/ч в городской среде) и обладает шириной полосы когерентности 100 кГц. Несущая частота равна 3 ГГц, при этом требуется, чтобы данные передавались при скорости 1024 X 10³ символов/с. Выбе­рите подходящую схему поднесущих для следующих целей: 1) избежать использования эквалайзера и 2) минимизировать любые эффекты, вызванные быстрым замиранием. Схема должна определять, сколько необходимо поднесущих, насколько далеко они долж­ны быть разнесены по частоте и какое должно использоваться значение отношения ско­рости передачи символов на поднесущую.

15.21. Системы мобильной радиосвязи используют передачу сигналов со спектром, расширен­ным методом прямой последовательности (direct-sequence spread-spectrum — DS/SS), для ослабления следствий того, что полученный сигнал имеет два компонента: прошедший по прямому пути и пришедший после отражения. Отраженный путь на 120 м длиннее прямого. Какой должна быть скорость передачи элементарного сигнала, чтобы такая сис­тема ослабляла эффект многолучевого распространения?

15.22. Общеизвестно, что передача сигналов со спектром, расширенным методом прямой по­следовательности (direct-sequence spread-spectrum — DS/SS), может использоваться как метод борьбы с вызванной каналом ISI в частотно-селективных каналах. Тем не менее, если рассмотреть рис. 15.25 в определенный момент времени, скажем Хз, то будет присут­ствовать интерференция межцу элементарными сигналами. Нужно ли использовать до­полнительные методы выравнивания, чтобы преодолеть интерференцию на уровне эле­ментарных сигналов? Объясните.

15.23. Схемы CDMA и TDMA уникальны в том смысле, что каждая из этих схем множествен­ного доступа имеет свои средства борьбы с замиранием. От каких типов ухудшения ха­рактеристик “естественным образом” защищает каждая схема?

15.24. Рассмотрим схему разнесения, состоящую из четырех каналов, как показано на рис. 315.2. Каждый канал отвечает за прохождение сигналов r(t), независимо замирающих по Релею. В определенный момент времени полученный сигнал может быть выражен в виде четырехмерного вектора г = [п, г г, п, п], где г, — напряжение в канале i. Кроме того, усиление в каждом из каналов можно выразить через четырехмерный вектор G = [Gu G-i, Gi, Gi\, где G, описывает усиление напряжения в канале /. Рассмотрим мо­

Дата добавления: 2015-10-28