Основы теории принятая статистических решений 1051 68 страница

Для обратной связи необходимо распределение по каналам, поскольку пользо­ватели должны быть разделены. При использовании обратного канала пользовате­ли отличаются друг от друга длинным кодом (кодом конфиденциальности). В прямом канале связи этот код применяется для прореживания сигнала, что по­зволяет обеспечить конфиденциальность. При связи мобильное устройство­базовая станция (рис. 12.43) код используется со скоростью 1,2288 миллионов элементарных сигналов в секунду для распределения по каналам (адресации), а также для шифрования сигнала, достижения конфиденциальности и расширения спектра. После расширения длинным кодом, спектр сигнала расширяется еще раз с помощью двух коротких псевдослучайных кодов, что обеспечивает отсутствие корреляции между синфазными и квадратурными символами. Последние шаги, приведенные на рис. 12.43, соответствуют фильтрованию на фильтре с конечной импульсной характеристикой, а также преобразованию несущей с помощью моду­ляции BPSK в сигнал OQPSK. Модуляция OQPSK применяется, чтобы избежать возможности изменения фазы несущей на 180° (см. раздел 9.8.1). Этот метод по­зволяет уменьшить соотношение пиковой и средней мощности усилителя пере­датчика, что упрощает проектирование системы. OQPSK не применяется для прямых каналов, поскольку в этом случае базовая станция передает уплотненный сигнал 64 каналов. Каждый процесс прямой передачи может быть описан векто­ром, который характеризует весь уплотненный сигнал. Вектор принимает значе­ние из множества возможных соотношений фаза/амплитуда. Следовательно, по­средством сдвига синфазного и квадратурного каналов невозможно добиться по­ложительного результата, поскольку невозможно избежать переходов несущей через нуль. После фильтрования полученного сигнала образуется спектр с двух­сторонней шириной полосы по уровню 3 дБ, равной 1,25 МГц.

12.8.4.3. Типы приемников

Приемник мобильного устройства. Данный приемник когерентно демодулирует сигналы QBPSK прямого канала, используя контрольный сигнал в качестве эта­лона. Схема приемника включает трехкомпонентный RAKE-приемник, который позволяет расшифровать три наиболее сильных компонента многолучевого сигна­ла (минимальное требование IS-95). RAKE-приемник разрешает и разделяет многолучевые компоненты сигнала расширенного спектра при условии, что раз­ница во времени распространения между отдельными лучами больше длительно­сти одного элементарного сигнала. Сигналы FDMA не могут быть разделены по­добным образом, поскольку они по определению являются узкополосными. Многолучевые компоненты сигнала TDMA можно разделить, поскольку пользова­тели передают данные в виде пакетов. Однако при заданном времени задержки полосы сигналов-пакетов стандартной системы TDMA недостаточно широки для разрешения многолучевого сигнала. При использовании CDMA ширина полосы превышает 1 МГц и любые многолучевые компоненты, характеризующиеся вре­менем задержки более 1 мкс, могут быть разрешены. RAKE-приемник быстро от­слеживает многолучевые компоненты и эффективно сочетает их (в случае прием­ника мобильного устройства — когерентно). Принцип работы RAKE-приемника описывается в разделе 15.7.2. Выходные сигналы демодулятора обрабатываются декодером Витерби (мягкая схема принятия решений). Последний шаг восстанов­ления информации — определение скорости передачи данных передатчика (9600, 4600, 2400 или 1200 бит/с); это осуществляется путем четырехкратного декодиро­вания выходного демодулированного сигнала. Другими словами, проводится про­верка для всех четырех возможных скоростей передачи данных. В процессе деко­дирования сигнала и анализа битов обнаружения ошибок регистрируется не­сколько дополнительных параметров, которые используются для выбора окончательной декодированной последовательности.

Приемник базовой станции. Базовая станция резервирует отдельный канал для получения сигналов каждого из активных пользователей ячейки. Сигналы пользо­вателей, модулированные 64-ричным кодом Уолша, во время приема являются некогерентными (аналогично случаю приема некогерентных ортогональных сиг­налов MFSK). В схеме приемника обычно используется четырехкомпонентный RAKE-приемник, позволяющий демодулировать четыре наиболее мощных много­лучевых компонента выходного сигнала двух антенн (см. раздел 15.7.2), которые с целью разнесения пространственно разделены между собой на расстояние, равное нескольким длинам волн. Выходные сигналы демодулятора обрабатываются деко­дером Витерби (мягкая схема принятия решений). Последним шагом восстанов­ления информации является четырехкратная демодуляция сигнала с помощью процедуры, аналогичной используемой в случае мобильного устройства. Для вы­бора окончательной последовательности данных проводится сравнение парамет­ров, полученных при расшифровке сигнала и анализе битов обнаружения ошибок.

12.8.4.4. Регулировка мощности

В системах, пользователи которых одновременно передают сигналы базовой станции, используя одну и ту же частоту, необходима регулировка мощности. При отсутствии такой регулировки сигналы пользователей, находящихся недалеко от базовой станции, будут приняты с гораздо большим уровнем мощности, чем сиг­налы пользователей, которые находятся около границы ячейки. Основная задача
процедуры регулировки — изменить процесс передачи каждого мобильного уст­ройства таким образом, чтобы входная мощность полученных базовой станцией сигналов была равной (и по возможности постоянной). В соответствии с основ­ным принципом работы регулирующего алгоритма уровень мощности сигналов пользователей должен быть обратно пропорционален мощности, полученной от базовой станции. Стандартом IS-95 описываются три метода регулировки мощно­сти: управление обратным каналом; управление прямым и обратным каналами по принципу обратной связи; прямое управление каналом.

Прямое управление обратным каналом. Предположим, что потери сигнала во время распространения одинаковы для прямого и обратного каналов (на самом деле это не совсем так, поскольку рабочие частоты этих каналов разделены поло­сой в 45 МГц). Базовая станция постоянно передает калибровочную постоянную (которая определяется уровнем E1RP), используя синхронизационный канал. Эта информация позволяет мобильному устройству регулировать выходную мощность таким образом, чтобы мощность сигнала, полученного базовой станцией, не от­личалась от сигналов других пользователей. Рассмотрим пример использования такого алгоритма. Мощность передачи сигнала мобильным устройством выбира­ется так, чтобы сумма мощностей переданного и полученного базовой станцией (с учетом потерь при распространении) сигналов была равна определенному зна­чению (например, -73 дБмВт), которое передается с помощью синхронизацион­ного канала. Данное значение зависит от EIRP базовой станции. До начала про­цесса передачи мобильное устройство с помощью схемы автоматической регули­ровки усиления (automatic gain control — AGC) приемника определяет мощность, переданную по прямому каналу. Предположим, что полученная мощность равна - 83 дБмВт. Тогда в соответствии с алгоритмом управления мощность передавае­мого сигнала будет равна (-73 дБмВт) - (-83 дБмВт), или 10 дБмВт.

Управление прямым и обратным каналами с использованием обратной связи. При переда­че в прямом канале биты регулировки мощности замещают биты кодированного сигнала, в результате чего код получается “прореженным”. В каждых шести сигналах Уолша два бита данных заменяются битами регулировки мощности. Сигналы Уолша передаются со скоростью 4800 сигналов/с; следовательно, скорость передачи битов регулировки мощно­сти должна равняться 800 бит/с. Таким образом, в каждом кадре длительностью 20 мс со­держится 16 регулирующих битов. Основная задача контура регулировки мощности — коррекция ожидаемых значений открытого цикла через каждые 1,25 мс с шагом 1 дБ. По­следующие модификации этого метода позволяют уменьшить шаг до 0,5 или 0,25 дБ. Наи­более важным преимуществом скоростного и высокоточного регулирования мощности по обратной связи является значительное снижение средней мощности передачи в обратном канале. При использовании аналоговых радиосистем передаваемая мощность постоянна и достаточна для поддержания связи даже в случае замирания. Следовательно, в большинст­ве случаев аналоговые радиоустройства используют избыточную мощность сигнала. Сис­темы CDMA позволяют установить мощность выходного сигнала мобильного устройства на уровне, достаточном для поддержания обратного канала. В среднем для работы мобиль­ного устройства CDMA, соответствующего стандарту IS-95, требуется уровень мощности на 20-30 дБ ниже, чем в случае аналоговой системы AMPS [30].

Логарифмическая единица измерения мощности сигнала по отношению к 1 милливатту (1 мВт = 0 дБмВт, 0,001 мВт = -30 дБмВт)

19 Я Г.ПТПйк1а гмгтоили гпаом

Прямое управление каналом. Базовая станция периодически снижает мощность сигнала, передаваемого мобильному устройству. Если мобильное устройство обнару­живает увеличение количества ошибок в кадрах, отправляется запрос на увеличение мощности базовой станцией. Изменения вносятся периодически, в зависимости от значения уровня ошибок в кадре.

Пример 12.6. Элементы передачи сигналов, используемые в стандарте IS-95

Существует большое количество элементов передачи сигналов, которые описаны в стандарте IS-95 и используются в системах связи CDMA: информационные биты, ка­нальные биты, сигналы Уолша, элементарные сигналы Уолша, элементарные сигналы с расширенным спектром, сигналы BPSK. Рассмотрим обратный канал передачи данных, используемый для передачи оцифрованной речи со скоростью 9,6 Кбит/с, причем по­лученный сигнал характеризуется отношением EJ(No + /о) = EJIо = 7 дБ (при No «/о). Требуется найти значения следующих параметров полученного сигнала, характеризую­щих спектральную плотность отношения энергии к шуму, а также мощности к шуму: /У/о, Е_с//о, EJIo, £wch//o, ЕЛо. Кроме того, нужно найти следующие параметры: R_c, R_w, /fwch, Rch- Индексы с, w, wch и ch обозначают соответственно канальный бит, сигнал Уолша, элементарный сигнал Уолша и элементарный сигнал с расширенным спектром. Сколько элементарных сигналов расширенного спектра соответствует одному элемен-, тарному сигналу Уолша?

Решение

Ключ к решению данной задачи — фундаментальные соотношения между спектральной плотностью отношения мощности к шуму полученного сигнала и каждым из указанных па­раметров (см. раздел 9.7.7). Следовательно, можно записать следующее:

^ = ^R = ^R_c=^R_w=^fL/?_wch=-^^L^c_h- (12.70)

^/0 ^J0 *0 'о ^Jo ^l0

Поскольку известно, что Е^М) = 7дБ (или 5), а скорость передачи данных /? = 9600 бит/с, можно записать следующее:

R = 48 000 Гц или 46,8 дБГц.

Л> ¹0

Поскольку для обратного канала степень кодирования равна 1/3, можем записать

Е_с fl)E_b 5 „ _л „

~Г ⁼ 1 т')т^{_ =} Т и™²’²дБ’

/₀ чЗ/ /₀ 3 '

а также

R_c = 3xR = 3x 9600 = 28 800 канальных бит/с.

Каждый из 64 сигналов Уолша соответствует 6 канальным битам. Следовательно,

-^- = 6х-^ = 6х(—1 =10 или 10 дБ,

/₀ /₀ Ы

а также

R_w = Q-j R_c = |^28800 = 4800 сигналов Уолша/с.

Сигнал Уолша состоит из 64 элементарных сигналов. Тогда E\veh _ (1 1 Ew (1 V..«Ю

— х 10 = — или - 8,1 дБ,

В соответствии со стандартом IS-95 скорость передачи сигналов расширенного спектра рав­на 1,2288 миллионов элементарных сигналов в секунду. Тогда

-------------- — = 0,039 или - 14,1 дБ.

V 1,2288 х 10 у

Количество элементарных сигналов расширенного спектра, содержащихся в элементарном сигнале Уолша, равно следующему:

R_ch __ 1,2288 XI О⁶ ₁ R_wch~ 307200

12.8.4.5. Алгоритм типичного телефонного звонка

Включение и синхронизация. С момента включения питания мобильного устройства приемник начинает поиск контрольных сигналов. Эти сигналы поступают с раз­ных базовых станций; следовательно, псевдослучайные коды этих сигналов имеют различные временные сдвиги (см. раздел 12.8.4.1). Сигналы одной из базовых станций отличаются от всех прочих сигналов сдвигом, равным длительности 64 элементарных сигналов. Поскольку короткий код имеет максимальную длину, его 15-уровневый регистр сдвига генерирует 2¹⁵- 1 =32 767 бит. После заполнения по­следовательности битами, перед повторением всего процесса генерируется 32 768 бит. Следовательно, всего возможно 32 768/64 = 512 уникальных адресов. Поскольку базовые станции синхронизированы во времени с погрешностью в несколько мик­росекунд, 512 псевдослучайных кодов могут быть созданы с помощью сдвига во времени единичной псевдослучайной последовательности. При скорости передачи элементарных сигналов 1,2288 миллионов сигналов в секунду, 75 кадров короткого кода соответствуют интервалу в 2 секунды. Модификация короткого кода с нулевым сдвигом повторяется с наступлением каждой четной секунды. Рассмотрим базовую станцию, адрес которой задается сдвигом кода на 18. Цикл передачи такой станции начинается через ((18 х 64) элементарных сигналов х (1/1,2288 х 10^б) с/элементарный сигнал) 937,5 мкс после каждой четной секунды.

После того как мобильное устройство завершает поиск и настраивается на наиболее мощный контрольный сигнал, производится синхронизация с одним из 512 уникальных адресов базовых станций. Теперь мобильное устройство может выполнить сужение любого сигнала, поступающего от базовой станции. Однако для использования каналов передачи данных, доступа и поиска необходима син­хронизация во времени с системой. При использовании контрольного сигнала в качестве эталона мобильное устройство когерентно демодулирует сигнал синхро­низационного канала (32-ричный код Уолша), который станция передает посто­янно. Сигналы синхронизационного канала содержат информацию о нескольких системных параметрах. Наиболее важной является информация о состоянии длинного кода в течение последующих 320 мс, что дает мобильному устройству время декодировать данные, заполнять регистры и синхронизироваться во време­ни с системой. Данный длинный код принадлежит группе кодов, используемых для каналов поиска и доступа. Мобильное устройство выбирает определенный за­ранее канал поиска, основываясь на его порядковом номере, после чего постоян­

"\0 Я Рлтлоию ГМГГйкХи! лооом

но проверяет выбранный канал на предмет наличия входящих вызовов. После этого мобильное устройство может быть зарегистрировано базовой станцией, что в случае входящего звонка позволяет производить поиск местоположения мо­бильного устройства (что легче поиска по всей системе).

Переход в пассивное состояние. Мобильное устройство постоянно производит поиск альтернативных контрольных сигналов. Если детектируется контрольный сигнал с большей мощностью, мобильное устройство перенастраивается на соответствующую станцию. Поскольку звонок отсутствует, процесс перехода служит для обновления информации о местоположении устройства. Из синхронизационного канала мобиль­ное устройство получает информацию о временном режиме работы системы. Если бы система включала в себя только одну базовую станцию, режим работы по времени был бы произвольным. Однако в случае нескольких станций используется процесс перехода (если использование времени в системе согласовывается). В стандарте IS-95 применяется всеобщее скоординированное время (Universally Coordinated Time — UTC) с отклонением ±3 мкс. На практике такая координация реализуется с помощью глобальной системы навигации и определения положения (Global Positioning System — GPS), которая устанавливается на каждой базовой станции.

Инициация соединения. Звонок инициируется после того, как пользователь набирает номер телефона и нажимает кнопку “send” (отправить). После этого выполняется проверочное соединение. Мобильное устройство использует регулятор мощности, ус­танавливая начальную мощность передачи в соответствии с контрольным сигналом (см. раздел 12.8.4.4). Все каналы доступа имеют разные модификации сдвига длинного кода. В начале проверочного соединения мобильное устройство псевдослучайно вы­бирает один из каналов доступа и ставит его в соответствие поисковому каналу. Про­верочное соединение начинается в момент времени, соответствующий началу интер­вала канала доступа (что определяется псевдослучайным образом). Ключевым момен­том процедуры предоставления доступа является проверка порядкового номера абонента. Такая проверка необходима, поскольку канал доступа может использоваться всеми абонентами без каких-либо ограничений.

Время начала передачи мобильным терминалом определяется первым компонен­том многолучевого сигнала, который используется для демодуляции. Мобильное уст­ройство не учитывает время задержки распространения и не вносит соответствующих поправок в параметры передаваемого сигнала. Вместо этого базовая станция постоян­но выполняет поиск обратных каналов связи. Мобильное устройство “прослушивает” поисковый канал, ожидая отклика базовой станции. Если отклик не получен (во вре­мя использования канала доступа может возникнуть конфликтная ситуация), мобиль­ное устройство повторяет попытку после паузы псевдослучайной длительности. Если же пробный доступ успешно получен, базовая станция предоставляет устройству ка­нал данных (передает код Уолша).

В каналах передачи данных и поисковых каналах применяются различные сдвиги длинных кодов. Поэтому мобильное устройство переходит к использованию кода, ко­торый основывается на порядковом номере. После получения кода Уолша мобильное устройство передает последовательность нулей в канал данных, после чего ожидает положительного подтверждения приема от прямого канала данных. Если обмен сиг­налами прошел успешно, следующим шагом будет звонок вызываемого телефона. Те­лефонный разговор может начинаться.

Плавный переход. Во время телефонного разговора мобильное устройство мо­жет детектировать альтернативный контрольный сигнал, более сильный по срав­нению с используемым. В этом случае на базовую станцию отправляется кон­трольное сообщение, содержащее информацию о новой станции с более мощным сигналом, а также запрос на плавный переход. Исходная базовая станция переда­ет запрос на контроллер, осуществляющий управление радиоресурсами (base station controller — BSC). В некоторых случаях BSC может быть совмещен с цен­тром коммутации мобильных устройств (Mobile Switching Center — MSC), кото­рый управляет параметрами связи, не связанными с радиопередачей (в частности, переключением). Контроллер BSC связывается с “новой” базовой станцией и по­лучает код Уолша. Этот код пересылается мобильному устройству через исходную базовую станцию. В процессе перехода мобильное устройство подключено к двум станциям одновременно. В это время также поддерживается связь между кон­троллером BSC и двумя базовыми станциями. Мобильное устройство совмещает голосовые сигналы, получаемые от двух станций, используя соответствующие контрольные сигналы в качестве когерентных фазовых эталонов. Прием одновре­менно двух сигналов, которые для мобильного устройства аналогичны двум мно­голучевым компонентам, обеспечивается RAKE-приемником. Сигналы мобиль­ного устройства, поступающие на контроллер BSC, являются некогерентными. После сравнения двух полученных сигналов контроллером выбирается более ка­чественный. Сигналы сравниваются с интервалом 20 мс (длительность одного кадра). Исходная базовая станция прекращает поддержку звонка только после того, как установлено соединение в новой ячейке. Подобная двойная поддержка связи снижает вероятность разрыва соединения и значительно улучшает качество связи на границе двух ячеек.

12.9. Резюме

Технология использования расширенного спектра (spread-spectrum — SS) была разра­ботана в 1950-х годах. Расширенный спектр используется и сегодня в большинстве современных систем связи Национального аэрокосмического агентства (NASA), а также в армии США для обеспечения множественного доступа, устойчивости к ин­терференции и масштабирования. В данной главе перечислены основные методы расширения спектра, а также преимущества их использования. Кроме того, здесь при­водится краткая историческая справка.

Поскольку изначально системы расширенного спектра разрабатывались для воен­ных целей, в начале главы подробно рассмотрены методы повышения устойчивости к преднамеренным помехам. Применение псевдослучайных последовательностей явля­ется основой всех современных систем связи расширенного спектра. Поэтому здесь подробно описаны псевдослучайные последовательности. Кроме того, в этой главе подробно рассмотрены два основных метода связи расширенного спектра: использо­вание прямой последовательности и скачкообразной перестройки частоты. Проанали­зирован также процесс синхронизации сигналов для систем связи расширенного спектра. Особое внимание уделено коммерческому использованию методов расши­ренного спектра. В частности, в главе рассматриваются системы связи CDMA, соот­ветствующие стандарту IS-95.

Литература

1. Scholtz R. A. The Origins of Spread Spectrum Communications. IEEE Trans. Commun., vol. СОМЗО, n. 5, May, 1982, pp. 822-854.

2. Shannon С. E. Communication in the Presence of Noise. Proc. IRE, January, 1949, pp. 10-21.

3. Dillard R. A. Detectability of Spread Spectrum Signals. IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., July, 1979.

4. Simon М. K., Omura J. K., Scholtz R. A. and Levitt, В. K., Spread Spectrum Communications. Computer Science Press, Inc., Rockville, Md., 1985.

5. de Rosa L. A. and Rogoff М., Sec. I (Communications) of Application of Statistical Methods to Secrecy Communication Systems. Proposal 946, Fed. Telecommun. Lab., Nutley, N. J., August, 28, 1950.

6. Pickholtz R. L., Schilling D. L. and Milstein L. B. Theory of Spread-Spectrum Communications — A Tutorial. IEEE Trans. Commun., vol. СОМЗО, n. 5, May, 1982, pp. 855-884.

7. Pickholtz R. L., Schilling D. L. and Milstein L. B. Revisions to Theory of Spread-Spectrum Communications — A Tutorial. IEEE Trans. Commun., vol. COM32, n. 2, February, 1984, pp. 211-212.

8. Simon М. K., Omura J. K., Scholtz R. A. and Levitt В. K. Spead Spectrum Communications, Vol. 2, Computer Science Press, Inc., Rockville, Md., 1985.

9. Simon М. K. and Polydoros A. Coherent Detection of Frequency-Hopped Quadrature Modulations in the presence of Jamming: Part I. QPSK and QASK; Part II QPR class I Modulation. IEEE Trans. Commun., vol. COM29, November, 1981, pp. 1644-1668.

10. Holmes J. K. and Chen С. C. Acquisition Time Performance of PN Spread-Spectrum Systems. IEEE Trans. Commun., COM-25, August, 1977, pp. 778-783.

11. Ward R. B. Acquisition of Pseudonoise Signals by Sequential Estimation. IEEE Trans. Commun., COMI3, December, 1965, pp. 475-483.

12. Spilker J. J. and Magill, D. T. The Delay-Lock Discriminator — An Optimum Tracking Device. Proc. IRE, September, 1961.

13. Spiler J. J. Delay-Lock Tracking of Binary Signals. IEEE Trans. Space Electron. Telem., March, 1963.

14. Simon М. K. Noncoherent Pseudonoise Code Tracking Perfomance of Spread Spectrum Receivers. Commun., vol. COM25, March, 1977.

15. Ziemer R. E. and Peterson R. L. Digital Communications and Spread Spectrum Systems. Macmillan Publishing Company, New York, 1985.

16. Holmes J. K. Coherent Spread Spectrum Systems. John Wiley & Sons, Inc., New York, 1982.

17. Pursley М. B. Performance Evaluation for Phase-Coded Spread-Spectrum Multiple-Access Communication: Part I. System Analysis. IEEE Trans. Commun., vol. COM25, n. 8, August, 1977, pp. 795-799.

18. Geraniotis E. Noncoherent Hybrid DS-SFH Spread-Spectrum Multiple-Access Communications. IEEE Trans. Commun., vol. COM34, n. 9, September, 1986, pp. 862-872.

19. Geraniotis E. and Pursley М. B. Error Probabilities for Direct-Sequence Spread-Spectrum Multiple- Access Communications: Part I. Upper and Lower Bounds. IEEE Trans. Commun., vol. СОМЗО, n. 5, May, 1982, pp. 985-995.

20. Geraniotis E., and Pursley М. B. Error Probabilities for Direct-Sequence Spread-Spectrum Multiple- Access Communications: Part II. Approximations. IEEE Trans. Commun., vol. СОМЗО, n. 5, May, 1982, pp. 996-1009.

21. Schilling D. L., Milstein L. B., Pickholtz R. L. and Brown R. W. Optimization of the Processing Gain of an M-ary Direct Sequence Spread Spectrum Communication System. IEEE Trans. Commun., vol. COM28, n. 8, August, 1980, pp. 1389-1398.

22. Viterbi A. J. and Jacobs I. M. Advances in Coding and Modulation for Noncoherent Channels Affected by Fading, Partial Band, and Multiple Access Interference; in A. S. Viterbi, ed., Advances in Communication Systems, Vol. 4, Academic Press, Inc., New York, 1975.

23. Stark W. E. Coding for Frequency-Hopped Sppead-Spectrum Communication with Partial-Band Interference: Part I. Capacity and Cutoff Rate. IEEE Trans. Commun., vol. COM33, n. 10, Octo­ber, 1985, pp. 1036-1044.

24. Stark W. E. Coding for Frequency-Hopped Spread-Spectrum Communication with Partial-Band Interference: Part II. Coded Performance. IEEE Trans. Commun., vol. COM33, n. 10, Octo­ber, 1985, pp. 1045-1057.

25. Milstein L. B., Davidovici S. and Schilling D. L. The Effect of Multiple-Tone Interfering Signals on a Direct Sequence Spread Communication System. IEEE Trans. Commun., vol. СОМЗО, March, 1982, pp. 436-446.

26. Milstein L. B., Pickholtz R. L. and Schilling D. L. Optimization of the Processing Gain of an FSK- FH System. IEEE Trans. Commun., vol. COM28, July, 1980, pp. 1062-1079.

27. Huth G. K. Optimization of Coded Spread Spectrum Systems Performance. IEEE Trans. Commun., vol. COM25, August, 1977, pp. 763-770.

28. Viterbi A. J. Spread-Spectrum Communications — Myths and Realities. IEEE Commun. Mag., May, 1979, pp. 11-18.

29. Simon М. K., Omura J. K., Scholtz R. A. and Levitt B. Spread Spectrum Communications Hand­book. Revised Edition, McGraw-Hill, Inc., New York, 1994.

30. Viterbi A. J. The Orthogonal-Random Waveform Dichotomy for Digital Mobile Personal Communication. IEEE Personal Communications, First Quarter 1994, pp. 18-24.

31. Kohno R., Meidan R. and Milstein L. B. Spread Spectrum Access Methods for Wireless Communications. IEEE Communications Magazine, January, 1995, pp. 58-67.

32. Pickholtz R. L., Milstein L. B. and Schilling D. L. Spread Spectrum for Mobile Communications. IEEE Trans. Vehicular Tech., vol. 40, n. 2, May, 1991, pp. 313-321.

33. Morrow R. K., Jr. and Lehnert J. S. Bit-to-Bit Error Dependence on Slotted DS/SSMA Packet Systems with Random Signature Sequences. IEEE Trans. Commun., vol. 37, n. 10, October, 1989, pp. 1052-1061.

34. Schilling D. L., et. al. Spread Spectrum for Commercial Communications. IEEE Communications Magazine, April, 1991, pp. 66-78.

35. Gilhousen K. S. On the Capacity of a Cellular CDMA System. IEEE Trans. Vehicular Tech., vol. 40, n. 2, May, 1991, pp. 303-312.

36. Viterbi A. M. and Viterbi A. J. Erlang Capacity of a Power Controlled CDMA System. IEEE JSAC, vol. 11, n. 6, pp. 892-899.

37. Padovani R. Reverse Link Performance of IS-95 Based Cellular Systems. IEEE Personal Communications, Third Quarter 1994, pp. 28-34.

38. Wideband CDMA Special Issue. IEEE Communications Magazine, vol. 36, n. 9, September, 1998.

Задачи

12.1. Объясните, почему линейный n-разрядный регистр сдвига с обратной связью максималь­ной длины способен генерировать последовательности с периодом не более 2" — 1.

12.2. Докажите, что для линейного n-разрядного регистра сдвига с обратной связью макси­мальной длины выходной разряд всегда должен подаваться на вход схемы обратной связи.

12.3. Рассмотрим передатчик расширенного спектра DS/BPSK, представленный на рис. 12.9, а (или 12.9, б). Последовательностьx(t) равна 1001 1000 1; скорость передачи данных 75 бит/с. Передача данных начинается с левого крайнего бита. Допустим, g(t) генерируется регистром сдвига, который изображен на рис. 12.7. Начальное состояние регистра 1111, а частота синхронизирующих импульсов равна 225 Гц.

а) Изобразите переданную последовательность x(t)g(t).

б) Определите ширину полосы переданного (расширенного) сигнала.

в) Определите коэффициент расширения спектра сигнала.

г) Предположим, что ожидаемое время задержки T_d значительно превышает время пе­редачи элементарного сигнала (см. рис. 12.9, в). Определите последовательность су­жающих элементарных сигналов.

д) Найдите правило определения x(t) и ошибок.

12.4. В системе множественного доступа с кодовым разделением (CDMA) 24 терминала равной мощности одновременно используют полосу частот. Каждый терминал пере­дает данные со скоростью 9,6 Кбит/с с помощью расширения спектра методом пря­мой последовательности, а также с использованием модуляции BPSK. Рассчитайте минимальную скорость передачи элементарных сигналов псевдослучайного кода, при которой вероятность битовой ошибки бита равна 1(Г^Э. Предположим, что шумы при­емника ничтожно малы по сравнению с интерференцией, вызванной другими поль­зователями.

12.5. Регистр сдвига с обратной связью, генерирующий псевдослучайные коды, создает после­довательность размером 31 бит при частоте синхронизации 10 МГц. Найдите и отобразите графически автокорреляционную функцию и спектральную плотность последовательно­сти. Допустим, что значения импульсов равны ±1.

12.6. Рассмотрим систему связи FH/MFSK, представленную на рис. 12.11. Будем считать, что генератор псевдослучайных кодов — это 20-разрядный линейный регистр сдвига с максимальной длиной последовательности. Каждое состояние регистра задает но­вый центр диапазона изменения частоты. Минимальный шаг между центрами полос (от скачка до скачка) равен 200 Гц. Частота тактового генератора регистра равна

Дата добавления: 2015-10-28